Временные диаграммы
При выборе схемы построения импульсного источника электропитания разработчик в первую очередь руководствуется ожидаемыми габаритными размерами и простотой схемотехнических решений. Сетевые источники, питающие нагрузки небольшой мощности (до 100-150 Вт), встраиваемые в достаточно габаритную аппаратуру, лучше строить по однотактной fly-back схеме. Для стабилизаторов, в которых не требуется гальванической развязки нагрузки от питающей сети, применяют чопперную схему. При питании от гальванических элементов или аккумуляторов можно использовать бустерную схему. Однако не исключены ситуации, в которых перечисленные преобразователи и стабилизаторы использовать нельзя.
Случай первый - прибор, питаемый от сети переменного тока, имеет ограниченные габариты (к примеру, в приборном корпусе не удается разместить достаточно крупный накопительный трансформатор фли-бак конвертора).
Второй случай - - потребляемая мощность прибора превышает 150...200Вт.
Третий случай - отдельные части схемы прибора требуют дополнительного питания, гальванически развязанного от остальной схемы.
Во всех этих случаях требуется разработка так называемых двухтактных схем преобразователей, имеющих гальваническую развязку первичной и вторичной цепей. Наибольшее распространение среди двухтактных конверторов получили три схемы: двухфазная пуш-пульная (push-pull), полумостовая (half-bridge) и мостовая (full-bridge). Достоинство этих схем состоит в том, что при необходимости разработчик может легко ввести в конструкцию узел стабилизации выходного напряжения, либо отказаться от него. В первом случае конвертор будет представлять собой полноценный источник питания, к которому можно подключать любую нагрузку. Во втором случае получится простой преобразователь электрической энергии, требующий дополнительной стабилизации по выходу. В ряде случаев такой простой конвертор вполне устроит разработчика. Поскольку все три схемы двухтактных конверторов имеют множество аналогий, мы расскажем о них в одной главе, акцентируя внимание на индивидуальных особенностях и проводя сравнительный анализ.
Пуш-пульная двухфазная схема
Рис. 14.1. Базовая двухтактная push-pull схема преобразователя
Эта схема (рис. 14.1) состоит из двух ключевых элементов, в качестве которых используются мощные биполярные или полевые транзисторы. Трансформатор Тр имеет первичную и вторичную обмотки, разделенные на полуобмотки. К средней точке первичной обмотки подключен вывод источника питания. Вторичная цепь представляет собой двухфазный двухполупериодный выпрямитель VD1, VD2, а также фильтр пульсаций (в этой схеме элементом фильтра является конденсатор С ф).
В первом такте, как показано на рис. 14.2, l замкнут, Кл2 разомкнут, ток течет по полуобмотке 1.1 и трансформируется в полуобмотку 2.1. Диод VD1 открыт и проводит ток i 2.1 , подзаряжая конденсатор Сф. Во втором такте, изображенном на рис. 14.3, ключ Кл.l закрывается и открывается ключ Кл2. Соответственно ток i 1.2 течет по 
полуобмотке 1.2 и трансформируется в полуобмотку 2.2. Диод VD1 заперт, диод VD2 проводит ток i 2 2 , подзаряжая конденсатор С ф.
Таким образом, передача энергии в нагрузку осуществляется во время обоих тактов.
Чтобы перейти к параметрам реальных схем, мы вначале предположим, что у нас, тем не менее, есть возможность применения идеальных элементов. То есть транзисторы могут мгновенно переключаться, отсутствует время обратного восстановления диодов, первичная обмотка обладает очень большим значением индуктивности намагничения (согласно эквивалентной схеме). В этих условиях определить зависимость выходного напряжения от величины входного очень просто. Напряжение первичной обмотки трансформируется во вторичную обмотку без потерь, с коэффициентом трансформации:
Коэффициенты трансформации n l и п 2 полагают одинаковыми, более того, уравнивают количество витков первичных и вторичных полуобмоток:
Напряжение на первичной обмотке в режиме замкнутого ключа (без учета падения напряжения на силовом ключе):
Поскольку схема строится с двухполупериодным выпрямлением на выходе, соотношение между напряжением питания и напряжением на нагрузке:
Пока нам не совсем ясно, как можно ввести регулировку напряжения на нагрузке. Поэтому необходимо вспомнить о коэффициенте заполнения и распространить его на двухтактную схему. Попытаемся выяснить, что произойдет, если мы сузим управляющие импульсы, как показано на рис. 14.4. Коэффициент заполнения и в случае двухтактной схемы определяется точно так же, как и для однотактной:
где γ - отношение времени открытого состояния одного ключа к периоду коммутации.
Рис. 14.4. К определению коэффициента заполнения
В данном случае мы определяем коэффициент заполнения для одного плеча двухтактной схемы. . Определим среднее значение тока нагрузки, учитывая, что передача энергии осуществляется на протяжении обоих полупериодов, а значит, среднее значения напряжения за один такт работы нужно удвоить:
Рис. 14.5. Графики, поясняющие работу пуш-пульной схемы преобразователя
Таким образом, регулируя γ в промежутке от 0 до 0,5, можно линейно регулировать напряжение на нагрузке. В реальной схеме ни вкоем случае нельзя допускать, чтобы преобразователь работал с γ = 0,5. Типичное значение γ не должно превышать 0,4...0,45. Все дело в том, что используемые элементы не могут обладать идеальными свойствами. Как нам известно, первичная обмотка обладает ограниченной индуктивностью L μ , которая накапливает энергию:
Максимальный ток i μ , показанный на графике (рис. 14.7), определяется из соотношения:
При размыкании Кл1 накопленная в магнитопроводе энергия стремится поддержать ток. Если бы в схеме не было защитного диода VDp 2 , показанного на рис. 14.6, на Кл2 возник бы бросок отрицательного напряжения. Способность биполярных транзисторов выдерживать отрицательные броски напряжения невелика (единицы вольт), поэтому разрядный ток i μ необходимо замкнуть через диод VDp 2 . Диод практически «накоротко» замыкает обмотку ω 2 2 и быстро разряжает L μ (рис. 14.8). При разряде выделяется тепловая энергия, учесть которую можно через следующее соотношение:
Рис. 14.6. К пояснению коммутационных
процессов в реальной схеме пуш-пульного
преобразователя Рис. 14.7.
Определение тока намагничения
Рис. 14.8. Разряд индуктивности намагничения
При работе пуш-пульного преобразователя разрядные диоды включаются попеременно. Следует также помнить, что в составе транзисторов MOSFET, а также некоторых транзисторов IGBT эти диоды уже есть, поэтому вводить дополнительные элементы нет необходимости.
Вторая неприятность связана с конечным временем восстановления диодов выпрямителя. Представим, что в начальный момент времени диод VD1 проводит ток. Направления действия ЭДС показаны на схеме «а» (рис. 14.9).
Рис. 14.9. Пояснение влияния конечного времени восстановления выпрямительных диодов
При включении транзистора VT1 ЭДС меняет направление (схема «б»), открывается диод VD2. Но в то же время диод VD1 не может мгновенно закрыться. Поэтому вторичная обмотка оказывается закороченной диодной парой VD1-VD2, что вызывает броски тока в ключевом элементе (это хорошо видно на эквивалентной схеме трансформатора). Форма тока первичной обмотки на совмещенном графике при у = 0,5 будет такой, как изображено на рис. 14.10.
Рис. 14.10. Характер тока обмоток трансформатора в случае наличия идеальных и реальных выпрямительных диодов
Во избежание коммутационных выбросов необходимо, во-первых, вводить паузу между закрытием Кл1 и открытием Кл2 на время не менее чем удвоенное время обратного восстановления диода tгг. Во-вторых, если есть возможность, лучше отказаться от обычных диодов и применить диоды Шоттки.
Напряжение на закрытом ключевом транзисторе складывается из напряжения питания U n и ЭДС первичной полуобмотки, которая в данный момент разомкнута. Поскольку коэффициент трансформации этих обмоток равен 1 (обмотки с одинаковым числом витков), перенапряжение на ключевом транзисторе достигает 2 U n . Поэтому, выбирая транзистор, следует обратить внимание на допустимое напряжение между его силовыми электродами. Необходимо также учитывать, что ток ключевого транзистора складывается из постоянного тока нагрузки, пересчитанного в первичную цепь, и линейно нарастающего тока намагничения индуктивности первичной обмотки. Ток имеет трапецеидальную форму.
При определении максимального коэффициента заполнения в случае использования полевых транзисторов, которые переключаются достаточно быстро, нужно руководствоваться значением задержки обратного восстановления диодов. Промежуток времени, в течение которого переключение запрещено:
∆t зад = 2t rr .
Поправка коэффициента заполнения:
Максимальный коэффициент заполнения:
При использовании биполярных транзисторов и транзисторов IGBT максимально возможный коэффициент заполнения уменьшается за счет времени выключения и спада этих транзисторов, а также характерного «хвоста»:
Опыт показывает, что 1 коэффициент заполнения не превышает 0,45 в самом благоприятно^ случае.
Чем еще отличается реальная схема от идеальной? Сопротивления открытого диода и ключевого транзистора отличны от нулевого. Учесть падение напряжения на этих элементах (и поправку на коэффициент трансформации) можно так, как показано на рис. 14.11.
а) Выпрямительные диоды: в открытом состоянии на диоде падает в среднем 0,7.. .1,0 В (стандартный диод), либо 0,5. ..0,6 В (диод Шоттки);
б) Ключевые транзисторы: если в качестве ключа используется биполярный транзистор или транзистор IGBT, на ключе будет падать напряжение Uкэ (в режиме насыщения). Типичное значение напряжения насыщения - 0,2. ..0,5 В. Для транзистора MOSFET необходимо вычислить напряжение:
Предварительный расчет основных параметров схемы пуш-пульного конвертора должен определить коэффициент трансформации п
и габаритную мощность трансформатора. Мы уже выяснили, что:
Иначе (с учетом падения напряжения на ключах и выпрямительных диодах):
где -
минимально возможное напряжение питания (задается в начале разработки).
К примеру, если проектируется преобразователь с батарейным питанием, в качестве этого напряжения можно принять значение напряжения, измеренное на клеммах батареи в конце срока службы.
Необходимо также определить минимальное значение коэффициента заполнения γ min , исходя из максимального значения напряжения питания (этот параметр понадобится при определении параметров сглаживающего выходного фильтра):
Теперь можно перейти к определению габаритной мощности трансформатора, которая вычисляется как полусумма мощности, переданной в первичную обмотку и полученной со вторичных обмоток. В случае двухобмоточного трансформатора габаритную мощность можно определить как сумму мощностей нагрузки и мощности, израсходованной на схему управления (если преобразователь построен таким образом, что схема управления питается от этого же трансформатора):
Выбор необходимого магнитопровода для трансформатора осуществляется по формуле для габаритной мощности, выведенной в разделе «Как работает трансформатор». По этой формуле мы должны определить произведение SS 0 . Следует отметить, что для двухтактных преобразователей предпочтительнее использовать тороидальные магнитопроводы, поскольку трансформаторы, намотанные на них, получаются наиболее компактными. Итак, габаритная мощность трансформатора, намотанного на магнитопроводе конкретных размеров:
где η тр - КПД трансформатора (типичное значение 0,95...0,97) Разработчиком должно быть выполнено условие:
Число витков первичной полуобмотки можно найти по следующей формуле, которая представляет собой форму записи закона электромагнитной индукции:
Число витков вторичной полуобмотки:
После этого нужно выбрать необходимый диаметр провода и проверить заполнение окна медью. Если коэффициент а получится более 0,5, необходимо взять магнитопровод с большим значением S 0 и пересчитать количество витков.
Определить температуру перегрева трансформатора можно по следующей формуле:
где ∆E
n - - перегрев (Т n = Т а +
∆T
n);
Т п - температура поверхности трансформатора;
Р п - суммарные потери тепла (на активном сопротивлении обмотки и в магнитопроводе);
S охл -- площадь наружной поверхности трансформатора;
α-- коэффициент теплоотдачи (α = 1,2 10 -3 Вт/см 2 °С).
После расчета трансформатора нужно провести выбор силовых элементов по допустимым значениям токов и напряжений, облегчить при необходимости тепловой режим с помощью теплоотводящих радиаторов.
Очень важный вопрос, который сейчас необходимо рассмотреть, - это выбор схемы управления двухтактным импульсным источником. Не так давно все эти схемы приходилось проектировать на дискретных элементах, что рождало достаточно громоздкие и не слишком надежные решения. Микросборки, применяющиеся для управления однотактными схемами стабилизаторов и преобразователей, впрямую не годятся для использования в двухтактных схемах, поскольку нужно иметь, два парафазных выхода, управляемых одним генератором. Кроме того, микросхема должна содержать специальный узел для гарантированного ограничения у, чтобы не допустить аварийных ситуаций и сквозных токов. Желательно наличие дополнительных входов защитного отключения. В последнее время было разработано большое количество специализированных микросхем, в которых уже есть практически все необходимые узлы.
Широко применяющаяся для управления блоками питания компьютеров типа IBM-PC микросхема TL494 (выпускается фирмой Texas Instruments, имеет отечественный аналог КР1114ЕУ1) подробно описана в доступной книге . Как пример, рассмотрим не менее интересную микросхему СА1524 , выпускаемую фирмой Intersil. Эта микросхема содержит в своем составе цепи управления, контроля, нормально функционирует при питании от 8 до 40 В. Она может быть применена в составе любых схем стабилизаторов и преобразователей, описанных в этой книге.
Основные узлы микросхемы (рис. 14.12):
Термокомпенсированный опорный источник напряжения 5 В;
Точный RC-генератор;
Усилитель ошибки (разницы между требуемым напряжением нагрузки и реальным напряжением на выходе стабилизатора);
Компаратор схемы управления ключевыми транзисторами;
Усилитель ошибки по сигналу тока в первичной цепи;
двухтактный выходной каскад, построенный на быстрых биполярных транзисторах;
Схема дистанционного управления включением/выключением.
Рис. 14.12. Функциональные узлы микросхемы СА1524 фирмы Intersil
Широтно-импульсное регулирование (ШИР) было рассмотрено нами в главе, посвященной чопперной схеме стабилизатора. В данном случае схема ШИР работает точно так же. Единственную особенность составляют триггер и схема логики, которые «маршрутизируют» управляющие импульсы, поочередно направляя их то на один выход (транзистор Sa), то на другой (транзистор Sb). Триггер синхронизирован тактовыми импульсами с задающего генератора. Тактовые импульсы имеют некоторую длительность, которая служит для организации защитной паузы между выключением одного силового транзистора и включением второго. Таким образом, коэффициент заполнения у тах не может быть более 0,45 (суммарное время паузы по двум выходам составляет 10%). Время паузы (dead time) можно регулировать, выбирая соответствующий номинал времязадающего конденсатора Ст. Частота работы задающего генератора определяется соотношением rt и Ст (выбор этих элементов, показанных на рис. 14.13, осуществляется из графика, рис. 14.14). Можно заметить, что ощутимые значения времени паузы получаются при достаточно больших номиналах емкости Ст. Если элементы времязадающей цепи уже выбраны, «мертвое время» можно подрегулировать в пределах 0,5...5,0 мкс подключением конденсатора Cd к выводу 3, как показано на рис. 14.15. Величина этого конденсатора находится в пределах 100...1000 пФ. Однако такой способ разработчики схемы рекомендуют использовать только в крайнем случае.
Рис. 14.13. Элементы частотозада-ющей цепи Рис. 14.14. График выбора элементов времязадающей цепи
Еще один способ регулирования dead time заключается в ограничении величины напряжения усилителя ошибки (рис. 14.16).
Усилитель ошибки (выводы 1, 2, 9) имеет коэффициент усиления 80 dB (10000) и может быть снижен до необходимой величины включением резистора R L между выводами 1(2) и 9 (в зависимости от того, прямая или инвертирующая схема включения используется разработчиком импульсного источника). Частота единичного усиления усилителя ошибки f -- 3 МГц. Разработчики микросхемы отмечают, что усилитель ошибки, не охваченный цепью обратной связи, имеет так называемый полюс передаточной характеристики в точке 250 Гц
(сдвиг фаз между входным и выходным сигналом на этой частоте достигает 45 градусов). Полюс хорошо видно на графике (рис. 14.18). Это еще одна причина, по которой нельзя использовать усилитель без цепей обратной связи, показанных на рис. 14.17.
Рис. 14.15.
Дополнительный конденсатор Q, регулирующий «мертвое время» (а), и график выбора его номинала (б)
Рис. 14.16. Способ регулировки dead time посредством ограничения величины напряжения усилителя ошибки
Рис. 14.17. Обратная связь в усилителе ошибки
Источник без обратной связи может превратиться в генератор. Чтобы устранить возможность самовозбуждения, рекомендуется под-, ключать к выводу 9 корректирующую цепочку, как показано на. рис. 14.19.
Рис. 14.18.
АФЧХ усилителя ошибки Рис. 14.19.
Корректирующая цепочка, устраняющая самовозбуждение
Параметры микросхемы СА1524:
Напряжение питания 8...40 В;
Максимальная частота задающего генератора - 300 кГц;
Нестабильность выходного напряжения - не более 1 %;
Температурная нестабильность - не более 2%;
Диапазон емкости Ст - 0,001...0,1 мкФ;
Диапазон сопротивления rt - 1,8...120 кОм;
Входное смещение усилителя ошибки - 0,5 мВ;
Входной ток усилителя ошибки - 1 мкА;
Максимальное напряжение «коллектор-эмиттер» транзисторов Sa и Sb -40B;
Токовая защита срабатывает при превышении тока потребления микросхемы более 100 мА;
Время нарастания тока коллектора транзисторов Sa и Sb -0,2 мкс;
Время спада тока коллектора транзисторов Sa и Sb - 0,1 мкс.
Микросхема имеет также вход внешнего управления (вывод 10). Отключение происходит при подаче высокого уровня (номинальный ток 0,2 мА).
Мы вернемся к микросхеме СА1524 при практической разработке экспериментального пуш-пульного преобразователя, а сейчас рассмотрим появившиеся в последнее время маломощные интегрированные источники, построенные по пуш-пульной схеме. Нужда в маломощном преобразователе появляется тогда, когда необходимо получить напряжение, источник которого не имеет гальванической связи с остальной схемой. К примеру, цифровые устройства передачи информации по длинным линиям нуждаются в таких источниках. Помеха, наведенная в длинной линии, может повредить передающее и приемное устройства, поэтому линия связи развязывается с помощью согласующих трансформаторов или оптоэлектронных приборов. Активные согласующие линейные устройства требуют питания.
Второй пример использования гальванически развязанных источников гораздо ближе к тематике книги. Чуть позже мы будем рассматривать так называемый бутстрепный метод управления двухтактными каскадами. Мы увидим, что в данной схеме нужен источник, гальванически развязанный с общим проводом. В динамическом режиме эту функцию, как окажется, с успехом может выполнить конденсатор. А вот в статическом режиме без нормального источника не обойтись. Еще совсем недавно эта задача решалась с помощью дополнительной; обмотки на сетевом трансформаторе, что, конечно, не способствовало уменьшению габаритов схемы. Появление миниатюрных преобразователей изящно решило эту проблему .
Для примера разберем устройство микросхемы DCP0115 фирмы] Burr-Brown , функциональные узлы которой показаны на рис. 14.20, а внешний вид - на рис. 14.21. В составе микросхемы имеется высокочастотный генератор и двухтактный каскад, работающий; с частотой 400 кГц. К силовому каскаду подключен миниатюрный трансформатор, который, тем не менее, позволяет получить мощность 1 Вт на нагрузке (при выходном напряжении 15 В). Имеются также схема мягкого старта и схема блокировки при перегреве с возможностью восстановления после отключения. Выводы синхронизации" (sync in, sync out) используются, когда микросхема работает совместно с другими импульсными источниками, имеющимися в приборе. Синхронизация позволяет избежать биения частот и снизить излучаемые радиопомехи. Микроисточник выполнен в корпусе DIP-14.
Двухтактный преобразователь - преобразователь напряжения, использующий импульсный трансформатор. Коэффициент трансформации трансформатора может быть произвольным. Несмотря на то, что он фиксирован, во многих случаях может варьироваться ширина импульса, что расширяет доступный диапазон стабилизации напряжения. Преимуществом двухтактных преобразователей является их простота и возможность наращивания мощности.
В правильно сконструированном двухтактном преобразователе постоянный ток через обмотку и подмагничивание сердечника отсутствуют. Это позволяет использовать полный цикл перемагничивания и получить максимальную мощность.
Следующая упрощенная методика позволяет рассчитать основные параметры импульсного трансформатора выполненного на кольцевом магнитопроводе.
- Расчет габаритной мощности трансформатора
где Sc — площадь поперечного сечения магнитопровода, см2; Sw — площадь окна сердечника, см2; f — f — частота колебаний, Гц; Bмах — допустимое значение индукции для отечественных никель-марганцевых и никель-цинковых ферритов на частотах до 100 кГц.
Граничные частоты и величины индукции широко распространённых ферритов
Марганец-цинковые ферриты.
| Параметр | Марка феррита | |||||
| 6000НМ | 4000НМ | 3000НМ | 2000НМ | 1500НМ | 1000НМ | |
| 0,005 | 0,1 | 0,2 | 0,45 | 0,6 | 1,0 | |
| 0,35 | 0,36 | 0,38 | 0,39 | 0,35 | 0,35 | |
Никель-цинкове ферриты.
| Параметр | Марка феррита | |||||
| 200НН | 1000НН | 600НН | 400НН | 200НН | 100НН | |
| Граничная частота при tg δ ≤ 0,1, МГц | 0,02 | 0,4 | 1,2 | 2,0 | 3,0 | 30 |
| Магнитная индукция B при Hм = 800 А / м, Тл | 0,25 | 0,32 | 0,31 | 0,23 | 0,17 | 0,44 |
Для расчета площади поперечного сечения магнитопровода и площади окна сердечника магнитопровода используются следующие формулы:
Sc = (D — d) ⋅ h / 2
Sw=(d / 2)2 π
где D — наружный диаметр ферритового кольца, см; d — внутренний диаметр; h — высота кольца;
2. Расчет максимальной мощности трансформатора
Максимальную мощность трансформатора выбираем 80% от габаритной:
Pмах = 0,8 Pгаб
3. Расчет минимального числа витков первичной обмотки W1
Минимальное число витков первичной обмотки W1 определяется максимальным напряжением на обмотке U1 и допустимой индукцией сердечника Bмах:
4. Расчет эффективного значения тока первичной обмотке:
Эффективное значение тока первичной обмотки рассчитывается по формуле:
I1 = Pмах / Uэфф
При этом следует учитывать, что Uэфф = U1 / 1,41 = 0,707U1, так как Uэфф это действующее значение напряжения, а U1 максимальное значение напряжения.
5. Расчет диаметра провода в первичной обмотке:
где I1 — эффективное значение тока в первичной обмотке, A ; j — плотность тока, А/мм2;
Плотность тока зависит от мощности трансформатора, рассеиваемое количество теплоты пропорционально площади обмотки и перепаду температур между ней и средой. С увеличением размера трансформатора объем растет быстрее площади и для одинакового перегрева удельные потери и плотность тока надо уменьшать. Для трансформаторов мощностью 4..5 кВА плотность тока не превышает 1..2 А/мм².
Для справки в таблице приведены данные плотности тока в зависимости от мощности трансформатора
| Pн, Вт | 1 .. 7 | 8 .. 15 | 16 .. 40 | 41 .. 100 | 101 .. 200 |
| j, А/мм 2 | 7 .. 12 | 6 .. 8 | 5 .. 6 | 4 .. 5 | 4 .. 4,5 |
6. Эффективное значение тока вторичной обмотки (I2), кол-во витков во вторичной обмотке (W2) и диаметр провода во вторичной обмотке (d2) рассчитывается по следующим формулам:
I2 = Pмах / U2эфф
где Uвых — выходное напряжение вторичной обмотки, Рмах — максимальная выходная мощность трансформатора, так же следует учитывать, что значение Pмах можно заменить на мощность нагрузки при условии, что мощность нагрузки будет меньше максимальной выходной мощности трансформатора.
W2 = (U2эфф*W1) / Uэфф
Исходя из всех выше перечисленных формул (с учетом плотности тока зависящим от мощности трансформатора) можно примерно рассчитать основные параметры импульсного трансформатора, для удобства рассчетов можно воспользоваться онлайн калькулятором.
Данная статья является упрощенной методикой расчета импульсного трансформатора для двухтактного преобразователя, все формулы и онлайн-калькулятор позволяют рассчитать примерные намоточные данные импульсного трансформатора , так как трансформатор имеет много взаимозависимых параметров.
При обнаружении ошибок в формулах, методике их применения и другие замечания просьба оставлять в комментариях.
После определения диаметра провода, следует учитывать, что диаметр провода рассчитывается без изоляции, воспользуйтесь таблицей данных обмоточных проводов для определения диаметра провода с изоляцией.
Таблица данных обмоточных проводов.
|
Диаметр без изоляции, мм |
Сечение меди, мм² |
Диаметр с изоляцией, мм |
| 0,03 | 0,0007 | 0,045 |
| 0,04 | 0,0013 | 0,055 |
| 0,05 | 0,002 | 0,065 |
| 0,06 | 0,0028 | 0,075 |
| 0,07 | 0,0039 | 0,085 |
| 0,08 | 0,005 | 0,095 |
| 0,09 | 0,0064 | 0,105 |
| 0,1 | 0,0079 | 0,12 |
| 0,11 | 0,0095 | 0,13 |
| 0,12 | 0,0113 | 0,14 |
| 0,13 | 0,0133 | 0,15 |
| 0,14 | 0,0154 | 0,16 |
| 0,15 | 0,0177 | 0,17 |
| 0,16 | 0,0201 | 0,18 |
| 0,17 | 0,0227 | 0,19 |
| 0,18 | 0,0255 | 0,2 |
| 0,19 | 0,0284 | 0,21 |
| 0,2 | 0,0314 | 0,225 |
| 0,21 | 0,0346 | 0,235 |
| 0,23 | 0,0416 | 0,255 |
| 0,25 | 0,0491 | 0,275 |
| 0,27 | 0,0573 | 0,31 |
| 0,29 | 0,0661 | 0,33 |
| 0,31 | 0,0755 | 0,35 |
| 0,33 | 0,0855 | 0,37 |
| 0,35 | 0,0962 | 0,39 |
| 0,38 | 0,1134 | 0,42 |
| 0,41 | 0,132 | 0,45 |
| 0,44 | 0,1521 | 0,49 |
| 0,47 | 0,1735 | 0,52 |
| 0,49 | 0,1885 | 0,54 |
| 0,51 | 0,2043 | 0,56 |
| 0,53 | 0,2206 | 0,58 |
| 0,55 | 0,2376 | 0,6 |
| 0,57 | 0,2552 | 0,62 |
| 0,59 | 0,2734 | 0,64 |
| 0,62 | 0,3019 | 0,67 |
| 0,64 | 0,3217 | 0,69 |
| 0,67 | 0,3526 | 0,72 |
| 0,69 | 0,3739 | 0,74 |
| 0,72 | 0,4072 | 0,78 |
| 0,74 | 0,4301 | 0,8 |
| 0,77 | 0,4657 | 0,83 |
| 0,8 | 0,5027 | 0,86 |
| 0,83 | 0,5411 | 0,89 |
| 0.86 | 0,5809 | 0,92 |
| 0,9 | 0,6362 | 0,96 |
| 0,93 | 0,6793 | 0,99 |
| 0,96 | 0,7238 | 1,02 |
| 1 | 0,7854 | 1,07 |
| 1,04 | 0,8495 | 1,12 |
| 1,08 | 0,9161 | 1,16 |
| 1,12 | 0,9852 | 1,2 |
| 1,16 | 1,057 | 1,24 |
| 1,2 | 1,131 | 1,28 |
| 1,25 | 1,227 | 1,33 |
| 1,3 | 1,327 | 1,38 |
| 1,35 | 1,431 | 1,43 |
| 1,4 | 1,539 | 1,48 |
| 1,45 | 1,651 | 1,53 |
| 1,5 | 1,767 | 1,58 |
| 1,56 | 1,911 | 1,64 |
| 1,62 | 2,061 | 1,71 |
| 1,68 | 2,217 | 1,77 |
| 1,74 | 2,378 | 1,83 |
| 1,81 | 2,573 | 1,9 |
| 1,88 | 2,777 | 1,97 |
| 1,95 | 2,987 | 2,04 |
| 2,02 | 3,205 | 2,12 |
| 2,1 | 3,464 | 2,2 |
| 2,26 | 4,012 | 2,36 |
В двухтактных преобразователях более эффективно используется магнитопровод импульсного трансформатора. В таких схемах не требуется бороться с намагничиванием сердечника, что позволяет уменьшить его габариты. Выходное напряжение получается симметричным. Кроме того, транзисторы преобразователя работают в более легком режиме.
Иногда для небольшой мощности (до 15 Вт) используют самый простой преобразователь, выполненный по схеме автогенератора (рис. 4.16, а). Эта схема не критична к применяемым деталям, но подбор рабочей точки режима работы транзисторов при помощи резистора R2 может улучшить характеристики устройства (иногда параллельно R2 устанавливают конденсатор). Делитель из резисторов R1-R2 обеспечивает необходимый начальный ток для запуска работы автогенератора.
Рис. 4.16. Схемы двухтактных автогенераторов
Используемые универсальные транзисторы 2N3055 заменяются подобными отечественными КТ818ГМ, КТ8150А, а если изменить полярность подаваемого питания, то можно применять и p-n-р транзисторы. Питающее напряжение схемы может быть от 12 до 24 В. Для длительной работы устройства транзисторы необходимо установить на радиаторы.
Трансформатор может быть выполнен на ферритовом М2000НМ1 кольцевом магиитопроводе, его рабочее сечение зависит. от мощности в нагрузке. Для упрощенного выбора можно воспользоваться рекомендациями, см. табл. 4.5.
Таблица 4.5. Допустимая максимальная мощность для кольцевых ферритовых магнитопроводов марки М2000НМ1
При изготовлении трансформатора Т1 обмотки 1 и 2 наматываются одновременно, но фазировка подключения их должна соответствовать показанной на схеме. Для сечения кольцевого магнитопровода типоразмера К32х20х6 обмотки 1 и 2 содержат по 8 витков (провод ПЭЛ диаметром 1,2...0,81 мм); 3 и 4 по 2 витка (0,23 мм); 5 - число витков вторичной обмотки зависит от необходимого напряжения (0,1...0,23 мм).
С помощью этой схемы можно получать напряжение до 30 кВ, если применить магнитопровод от трансформаторов, используемых в современных телевизорах.
Аналогичная схема автогенератора, выполненная на полевых транзисторах, приведена на рис. 4.16, б. Она позволяет использовать более простой трансформатор, в котором не нужны обмотки обратной связи. Стабилитроны VD1, VD2 предотвращают появление на затворах транзисторов опасных напряжений.
Рабочая частота таких схем задается параметрами магнитопровода трансформатора и индуктивностью обмоток, так как от этого зависит задержка сигнала обратной связи (лучше если частота будет находиться в диапазоне 20...50 кГц).
В качестве недостатка данных схем можно отметить низкий КПД, что затрудняет их применение при большой мощности, а также нестабилизированное выходное напряжение, которое может сильно меняться в зависимости от изменения напряжения питания. Более удачная схема двухтактного преобразователя, выполненная с использованием специализированной микросхемы (рис. 4.17), отличается высоким КПД и может поддерживать стабильное напряжение на нагрузке.
Рис. 4.17. Схема двухтактного импульсного преобразователя
Преобразователь выполнен на широко распространенной микросхеме ШИМ-контроллере Т114ЕУ4 (полный импортный аналог TL494), что позволяет сделать схему довольно простой. В нормальном состоянии (при нулевом напряжении на затворе) транзисторы VT1, VT2 закрыты и открываются импульсами с соответствующих выходов микросхемы. Резисторы R7-R9 и R8-R10 ограничивают выходной ток микросхемы, а также величину напряжения на затворе ключей. Цепь из элементов C1-R2 обеспечивает плавный выход на рабочий режим при включении питания (постепенное увеличение ширины импульсов на выходах микросхемы). Диод VD1 предохраняет повреждение элементов схемы при ошибочном подключении полярности питания.
Диаграммы напряжений, поясняющие работу, показаны на рис. 4.18. Как видно на рисунке (а), задний фронт импульса имеет большую длительность, чем передний. Это объясняется наличием емкости затвора полевого транзистора, заряд которой рассасывается через резистор R9 (R10) во время, когда выходной транзистор микросхемы закрыт. Это увеличивает время закрывания ключа. Так как в открытом состоянии на полевом транзисторе падает напряжение не более 0,1 В, потери мощности в виде небольшого нагрева VT1 и VT2 происходят в основном за счет медленного закрывания транзисторов (именно этим ограничена максимальная допустимая мощность нагрузки).
Рис. 4.18. Диаграммы напряжений
Параметры данной схемы при работе на лампу мощностью 100 Вт приведены в табл. 4.6. В холостом ходу потребляемый ток составляет 0,11 А (9 В) и 0,07 А (15 В). Рабочая частота преобразователя около 20 кГц.
Таблица 4.6. Основные параметры схемы
Трансформатор Т1 выполнен на двух сложенных вместе кольцевых сердечниках из феррита марки М2000НМ1 типоразмера К32х20х6. Параметры обмоток указаны в табл. 4.7.
Таблица 4.7. Параметры обмоток трансформатора Т1
До намотки острые грани сердечника необходимо закруглить надфилем или грубой наждачной бумагой. При изготовлении трансформатора сначала наматывается вторичная обмотка. Намотка выполняется виток к витку, в один слой с последующей изоляцией лакотканью или фторопластовой лентой. Первичные обмотки 1 и 2 наматываются двумя проводами одновременно, как это показано на рис. 4.19 (равномерно распределив витки на магнитопроводе). Такая намотка позволяет значительно уменьшить выбросы напряжения на фронтах при закрывании полевых ключей. Транзисторы устанавливаются на теплоотвод, в качестве которого применен дюралевый профиль (рис. 4.20).
Рис. 4.19 Вид конструкции импульсного трансформатора
Рис. 4.20. Конструкция радиатора
Радиаторы закрепляются на краях печатной платы. Односторонняя печатная плата из стеклотекстолита толщиной 1,5...2 мм имеет размеры 110x90 мм (см. рис. 4.21 и 4.22).
Рис. 4.21. Топология печатной платы
Рис. 4.22. Расположение элементов
Данную схему можно использовать для питания нагрузки, постоянно потребляющей мощность до 100 Вт. Для большей мощности необходимо уменьшить время переключения полевых ключей. Это позволяют сделать специально разработанные микросхемы, имеющие комплементарный выходной каскад, предназначенный для управления мощными полевыми транзисторами, например, К1156ЕУ2, UC3825.
В качестве силовых ключей на мощность до 60 Вт в приведенной схеме можно также применять транзисторы N-типа со статической индукцией КП958А (BCIT- Bipolar Static Induction Transistor). Они разработаны специально для работы в высокочастотных источниках питания. Физика работы такого транзистора близка к работе обычного биполярного, но из-за конструктивных особенностей он имеет ряд преимуществ:
1) низкое падение напряжения исток-сток в открытом состоянии;
2) повышенный коэффициент усиления;
3) высокое быстродействие при переключении;
4) повышенная устойчивость к тепловому пробою.
В этом случае транзисторы лучше подобрать с одинаковыми параметрами, а резисторы R9 и R10 уменьшить до 100...150 Ом.
Довольно мощный и простой двухтактный преобразователь напряжения можно построить с применением всего двух мощных полевых транзисторов. Такой инвертор был неоднократно мною задействован в самых разных конструкциях. В схеме применены два мощных N-канальных транзистора, их желательно брать с рабочим напряжением 100 Вольт, допустимый ток 40 Ампер и более.
Схема довольно популярна в сети.
Помимо транзисторов в схеме имеем ультрабыстрые диоды, можно задействовать диоды, типа UF4007, HER207, HER307, HER308, MUR460 и другие. Два стабилитрона на 12 Вольт для ограничения напряжения на затворах полевых ключей, стабилитроны желательно брать с мощностью 1 или 1,5 ватт, если в наличии не имеются стабилитроны на 12 Вольт, то можно использовать с напряжением стабилизации 9-15 Вольт, не критично.
Ограничительные резисторы желательно взять с мощностью 0,5 или 1 ватт, возможен небольшой перегрев этих резисторов.Трансформатор может быть намотан на сердечнике от компьютерного блока питания, можно даже ничего не мотать, и использовать трансформатор по обратному принципу — в качестве повышающего. На всякий случай скажу, что первичная или силовая обмотка состоит из 2х5 витков, намотана шиной из 5 отдельных жил по 0,7мм (каждая шина) провод не критичен.
Вторичная, повышающая обмотка намотана поверх первичной и состоит из 45 витков — этого вполне хватит для получения 220 Вольт с учетом рабочей частоты генератора.
Схема не содержит критических компонентов, разброс элементной базы довольно широкий. Транзисторы обязательно установить на теплоотвод, не забывайте разделить их от теплоотвода слюдяными прокладками, но это в случае одного цельного теплоотвода.
Дроссель может быть намотан на кольце от выходных дросселей компового БП, обмотка мотается шиной из 3-х жил провода 1 мм (каждая), количество витков от 6 до 12.
Немного о мощности и мерах безопасности. Выходное напряжение зависит от подключенной нагрузки, данный инвертор предназначен для работы с пассивными нагрузками (лампа, паяльник и т.п.) поскольку выходная частота в сотни раз больше, чем частота в сети.
Для подключения к инвертору активных нагрузок, напряжение с выхода трансформатора нужно сначала выпрямить, затем сгладить конденсатором электролитического типа, не забываем, что в выпрямителе обязательно нужно использовать быстрые диоды с обратным напряжением не менее 600 вольт и с током 2 Ампер и более. Электролитический конденсатор на напряжение 400 Вольт, емкость 47-330 мкФ. Мощность инвертора составляет 300 ватт!
Будьте предельно осторожны — выходное напряжение после выпрямителя с конденсатором смертельно опасно!
65 нанометров - следующая цель зеленоградского завода «Ангстрем-Т», которая будет стоить 300-350 миллионов евро. Заявку на получение льготного кредита под модернизацию технологий производства предприятие уже подало во Внешэкономбанк (ВЭБ), сообщили на этой неделе «Ведомости» со ссылкой на председателя совета директоров завода Леонида Реймана. Сейчас «Ангстрем-Т» готовится запустить линию производства микросхем с топологией 90нм. Выплаты по прошлому кредиту ВЭБа, на который она приобреталась, начнутся в середине 2017 года.
Пекин обвалил Уолл-стрит
Ключевые американские индексы отметили первые дни Нового года рекордным падением, миллиардер Джордж Сорос уже предупредил о том, что мир ждет повторение кризиса 2008 года.
Первый российский потребительский процесор Baikal-T1 ценой $60 запускают в массовое производство
Компания «Байкал Электроникс» в начале 2016 года обещает запустить в промышленное производство российский процессор Baikal-T1 стоимостью около $60. Устройства будут пользоваться спросом, если этот спрос создаст государство, говорят участники рынка.
МТС и Ericsson будут вместе разрабатывать и внедрять 5G в России
ПАО "Мобильные ТелеСистемы" и компания Ericsson заключили соглашения о сотрудничестве в области разработки и внедрения технологии 5G в России. В пилотных проектах, в том числе во время ЧМ-2018, МТС намерен протестировать разработки шведского вендора. В начале следующего года оператор начнет диалог с Минкомсвязи по вопросам сформирования технических требований к пятому поколению мобильной связи.
Сергей Чемезов: Ростех уже входит в десятку крупнейших машиностроительных корпораций мира
Глава Ростеха Сергей Чемезов в интервью РБК ответил на острые вопросы: о системе «Платон», проблемах и перспективах АВТОВАЗа, интересах Госкорпорации в фармбизнесе, рассказал о международном сотрудничестве в условиях санкционного давления, импортозамещении, реорганизации, стратегии развития и новых возможностях в сложное время.
Ростех "огражданивается" и покушается на лавры Samsung и General Electric
Набсовет Ростеха утвердил "Стратегию развития до 2025 года". Основные задачи – увеличить долю высокотехнологичной гражданской продукции и догнать General Electric и Samsung по ключевым финансовым показателям.
