Опорная частота. Опорные генераторы. Дополнительные возможности ЦЗО

1. Полоса пропускания или параметры переходной характеристики. Полоса пропускания – диапазон частот, в котором АЧХ имеет спад не более 3 дБ относительно значения на опорной частоте. Опорная частота – частота, на которой спад АЧХ отсутствует. Значение спада АЧХ в дБ находит из соотношения:

где l f оп - значение изображения на опорной частоте,
l f изм - размер изображения на частоте, для которой измеряется спад АЧХ.

2. Неравномерность АЧХ.

3. Нелинейность амплитудной характеристики усилителя ЭО: β a =(l-1)*100% , где l – наиболее отличающийся от одного деления шкалы экрана размер изображения сигнала в любом месте рабочей зоны экрана. Её измеряют, подавая на вход осциллографа сигнал импульсной или синусоидальной формы с амплитудой, обеспечивающей получение в центре экрана ЭЛТ изображения сигнала размером в одно деление шкалы. Затем измеряют размер изображения сигнала в различных местах рабочей части экрана, перемещая его по вертикальной оси с помощью внешнего источника напряжения.

4. Качество воспроизведения сигнала в импульсном ЭО. Это качество характеризуется параметрами переходной характеристики (ПХ):

4.1. Время нарастания переходной характеристики (ПХ) - τ н измеряют при следующих условиях: на вход ЭО подают импульсы с временем нарастания не более 0,3 времени нарастания ПХ, указанной в паспорте, в стандартах или технической документации на ЭО конкретного типа. Длительность импульса должна быть не менее, чем в 10 раз больше времени нарастания ПХ. Выбросы на импульсе не должны превышать 10% времени нарастания изображения импульса, в течение которого происходит отклонение луча от уровня 0.1 до уровня 0.9 амплитуды импульса;

4.2. Значение величины выброса: δ u = (l B / lu)*100% , где l B – амплитуда изображения выброса, l u - амплитуда изображения импульса. Определение δ u производят на импульсах положительной и отрицательной полярности.

4.3. Спад вершины изображения импульса: l СП (значение величины спада импульса) измеряют, подавая на вход канала вертикального отклонения импульс длительностью более 25 τ н с амплитудой, обеспечивающей максимальный размер изображения импульса в рабочей части экрана ЭЛТ. Значение спада вершины импульса измеряют по его изображению в точке, отстоящей от начала импульса на время, равное его длительности. Нормируют значение относительно спада вершины импульса, которое определяется по формуле: Q=l СП /l u

4.4. Неравномерность вершины изображения импульса (отражение, синхронность наводки). Величина отражения γ определяется из формулы γ=(S 1 -S) / S , где S 1 – амплитуда выброса или спада, S – толщина линии луча, указанная в стандартах или в описании на данный ЭО. Синхронные наводки v определяют измерением амплитуд, наложенных на изображение колебаний, вызванных внутренними наводками, синхронным запуском развертки: v = (v 1 -S) / S , где v 1 – отклонение луча ЭЛТ из-за наложения на изображение колебаний, вызванных внутренней наводкой. Зная параметры ПХ можно определить параметры АЧХ: f B = 350/τ н (МГц), f н = Q / (2π τ u)(Гц).

5. Чувствительность (нормальное значение коэффициента отклонения): ε=l/U вх …K d =1/ε=U вх /l…δ K =(K d /K d0)*100% , где ε - чувствительность, l – значение изображения амплитуды импульса, U вх – значение амплитуды входного сигнала, K d – коэффициент отклонения сигнала по ОУ, δ К – погрешность коэффициента отклонения, K d0 – номинальное значение K d , указанное в технической документации.

6. Параметры входа ЭО с полосой пропускания до 30 МГц определяются непосредственным измерением R и С соответствующими приборами. Для более широкополосных ЭО в тех. описании дается методика определения этих параметров.

7. Погрешности калибратора амплитуды и калибратора временных интервалов и их измерение. Определение погрешности измерения данных параметров производится путем сравнения показаний испытуемого ЭО и образцового измерительного устройства с погрешностью измерения соответствующей величины в 3 раза меньшей, чем у поверяемого ЭО.

8. Длительность развертки – время прямого хода развертки, за которое луч пробегает всю рабочую часть экрана в горизонтальном направлении. В современных ЭО длительность прямого хода развертки Т П задается в виде коэффициента развертки К р = Т П /l Т, δ р =(К р /К р ном -1)*100% , где l Т – длина отрезка горизонтальной оси, соответствующая длительности Т П , δ р – погрешность коэффициента развертки, К р ном – номинальное значение коэффициента развертки.

9. Нелинейность развертки: β р =(l-1)*100% , где l – длительность наиболее отличающегося от 1 см или одного деления шкалы временного интервала в любом места рабочей части развертки в пределах рабочей части экрана.

Внимание! Каждый электронный конспект лекций является интеллектуальной собственностью своего автора и опубликован на сайте исключительно в ознакомительных целях.

ЛЕКЦИЯ 7

СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТЫ В ПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВАХ

План лекции:

Основные понятия синтеза частот

Параметры систем синтеза частот

Классификация систем синтеза частот

Принципы действия различных типов синтезаторов

1 Основные понятия теории синтеза частот

Для переноса модулированного сигнала на требуемую частот для передачи необходимо сформировать колебание с частотой, лежащей в рабочем диапазоне передатчика.

В передающих устройствах для формирования требуемых частот могут использоваться синтезаторы частот .

Современные системы синтеза частот работают в диапазоне частот от долей герц до десятков гигагерц. Они используются в аппаратуре различного назначения, заменяя в ней простые автогенераторы.

Синтезом частот ‑ называют процесс получения одного или нескольких колебаний с нужными номинальными значениями частоты из конечного числа исходных колебаний путем преобразования частот, т.е. с помощью таких операций над колебаниями, при которых происходит сложение, вычитание частот и (или) умножение и деление их на рациональные числа.

Комплекс устройств, осуществляющих синтез частот, называют системой синтеза частот . Если система синтеза частот выполнена в виде конструктивно самостоятельного устройства, то ее называют синтезатором частот .

2 Параметры систем синтеза частот

Показатели, позволяющие оценить качество формирования выходного колебания (чистоту его спектральной линии, т.е. отличие его от моногармоники). Как техническое устройство любая ССЧ характеризуется рядом эксплуатационно-технических характеристик.

Основными эксплуатационно-техническими характеристиками ССЧ, используемых в возбудителях радиопередатчиков и в качестве гетеродинов радиоприемников, являются:

Совокупность номинальных значений частот, которые могут быть получены на выходе системы синтеза частот и следуют друг за другом через заданный интервал, называют сеткой частот .

Интервал между соседними номинальными значениями частоты, входящими в сетку частот, называют шагом сетки частот . B настоящее время,в радиопередающей и радиоприемной аппаратуре широко используются системы синтеза частот с шагом сетки
Гц, где а ‑ целое положительное или отрицательное число или нуль. Кроме того получили распространение системы с шагом сетки
Гц.

3 Классификация систем синтеза частот

Колебания, являющиеся исходными в процессе синтеза частот, получают от высокостабильных источников, которые называют опорными генераторами (OГ 1 , ΟΓ 2 , ..., ОГ n на рис. 1). Частоты колебаний этих генераторов (f 01 , f 02 , …, f on на рис. В1) называют опорными частотами, точнее, первичными опорными частотами. Современные системы синтеза частот работают, как правило, от одного опорного генератора (рис. B.2). Такие системы называют одноопорными (когерентными) . При двух и более опорных генераторах системы называют многоопорными (некогерентными) .

При этом речь может идти об одном колебании, частота которого способна принимать любое из этих значений (см. рис. B.1a), или нескольких одновременно существующих колебаниях (см. рис. B.1б ). Первый случай встречается в возбудителях радиопередатчиков гетеродинах радиоприемников, второй - в многоканальной аппаратуре с частотным разделением каналов.

Обычно в одноопорных системах синтеза частот сначала устройство, называемое датчиком опорных частот (ДОЧ) или, точнее, датчиком вторичных опорных частот, формирует вспомогательные колебания, частоты которых называют вторичными опорными частотами. Затем устройство, называемое датчиком сетки частот (ДСЧ), вырабатывает из этих вспомогательных колебаний нужные выходные колебания, частоты которых образуют сетку. Некоторые колебания подаются на выход непосредственно от ДОЧ (см. рис. B.2).

Все типы ССЧ делят на два класса:

системы активного синтеза частот;

системы пассивного синтеза частот.

Системами активного синтеза частот или, сокращенно, системами активного синтеза называют системы когерентного синтеза частот, в которых фильтрация колебания синтезируемой частоты осуществляется с помощью активного фильтра в виде фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ).

Системами пассивного синтеза частот или, сокращенно, системами пассивного синтеза называют системы когерентного синтеза частот, в которых фильтрация колебания синтезируемой частоты осуществляется без применения ФАПЧ.

Системы того и другого классов могут быть выполнены целиком на аналоговых элементах или с применением цифровой элементной базы.

4 Пример работы синтезаторов на базе аналогового пассивного синтеза частот

Ha рис. 1.4 представлена структурная схема простейшей системы пассивного синтеза, построенной на аналоговой элементной базе. Колебание опорного генератора (ОГ), имеющее частоту f 0 (первичная опорная частота), подается на вход датчика опорных частот. B датчике опорных частот (ДОЧ) с помощью умножителя и делителя частоты вырабатываются два других колебания с частотами
и
(вторичные опорные частоты), которые подаются на входы двух генераторов гармоник (ΓΓ 1 и ΓΓ 2).

Каждый из генераторов гармоник состоит из формирователя импульсов (ФИ 1 и ФИ 2) и перестраиваемого полосового фильтра. Первый преобразует входное квазигармоническое колебание в последовательность очень коротких (по сравнению с периодом этого колебания) импульсов той же частоты (равными соответственно
и
). Спектр этой последовательности содержит множество высших гармоники; фильтр настраивают на нужную из них и выделяют ее. B результате на выходах генераторов гармоник получают квазигармонические колебания с частотами
и
.

Оба эти колебания подают на сумматор частот, состоящий из смесителя (См) и перестраиваемого полосового фильтра. Последний выделяет из спектра выходного продукта смесителя квазигармоническое колебание с нужной частотой

Смеситель обычно реализуется в виде балансного модулятора.

Пример. Пусть
,
, может принимать значения 1, 2, 3, a - значения 20, 21, 22, …, 39, то система имеет диапазон частот с шагом сетки
от

Пассивный цифровой синтез частот

B системах пассивного цифрового синтеза формирование требуемой частоты осуществляются цифровой обработкой сигналов, и только на выходе системы используют аналоговый фильтр.

Структурная схема ССЧ на базе пассивного цифрового синтеза частот представлена на рис. 1.8.

Рис. 1.8. Структурная схема одного из вариантов системы пассивного цифрового синтеза

Опорный генератор формирует высокостабильное колебание с опорной частотой, используемой для получения требуемой частоты на выходе синтезатора. Это опорное колебание преобразуется в последовательность прямоугольных импульсов в формирователе импульсов (ФИ) путем ограничения по уровню сверху и снизу сформированного колебания. На выходе делителя частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) последовательность импульсов на входе преобразуется в последовательность импульсов, которая следует с частотой, определяемой коэффициентом деления. Коэффициент деления N можно устанавливать равным любому целочисленному значению в пределах от N1 до N2. Его значение определяется счетно-решающим устройством исходя из частоты, установленной на пульте управления частотой. Счетчик на базе триггера формирует цифровые импульсы с требуемой скважностью. Полосовой фильтр (ПФ) восстанавливает из этой последовательности импульсов гармоническое колебание с необходимой частотой.

Рассмотрим пример. Пусть, например, требуется синтезировать сетку частот от 20 до 25 кГц с шагом 1 кГц. При этом частота опорного генератора соответствует 1 МГц.

В этом случае можно использовать коэффициенты деления N=25 (1 000 000/25 = 40 000) и N= 20 (1 000 000/20 = 50 000), при которых будут формироваться частоты 40 кГц и 50 кГц с шагом 2 кГц. В счетчике можно сформировать на базе этих частот поток прямоугольных импульсов со скважностью, равной 2, и частотой, которая может принимать все нужные значения. Наконец, можно с помощью полосового фильтра, имеющего частоты среза 20 кГц (нижнюю) и 30 кГц (верхнюю), выделить нужные колебания, подавив высшие гармоники.

Введение

После прочтения статьи «Основные характеристики современных осциллографов» в Электронных компонентах № 11 за 2004 г. #bibliografy class=l> (здесь и далее квадратными скобками обозначается сноска на соотвествующий источник из списка литературы в конце статьи) создается впечатление, что недомолвки и ввод в заблуждение массовой аудитории стал одним из основных средств продвижения собственных идей. Все вроде бы хорошо расписано и правильно, но ощущение такое, что после должны быть части 2, 3 и т.д. - но в конце стоит список литературы и ничего про «продолжение следует…». Краткий и единственный вывод из описанного в «Основные характеристики современных осциллографов» – у цифрового осциллографа есть всего две основных характеристики:

• полоса пропускания
• частота дискретизации.

Простите, но с этим согласиться невозможно, поскольку это не так.

Итак следуя по #bibliografy class=l>, лозунг «Основные характеристики современных осциллографов» через абзац трансформировался в «Основные характеристики современных ЦИФРОВЫХ осциллографов» (выделено автором). Если учесть, что существует три типа осциллографов – аналоговые, цифровые и аналогово-цифровые (а не только цифровые), и предназначены они для отображения сигналов в декартовой система координат, где по оси Х находится время развертки, а по оси Y находится амплитуда входного сигнала (измерение фигур Лисажу или режим X- Y выделим отдельно), то получаем, что любой осциллограф, прежде всего, имеет два основных параметра и эти параметры связанны с измерением напряжения и времени.

Но если следовать логике, расписанной в #bibliografy class=l>, и принимая в учет, что у аналогового осциллографа нет частоты дискретизации, то, соответственно получим, что у аналогового осциллографа есть всего одни основной параметр – это полоса пропускания. Какая-то нелепость получается. Если пользователь оценивает осциллограф как средство измерения, способное достоверно определять физически величины – то есть несколько иной набор характеристик, нежели указанный в #bibliografy class=l>. Если пользователь относится к осциллографу как к монитору, предназначенному для отображения картинки – то тут перечень параметров, действительно, может быть и таким.

Если уже быть предельно корректным, то все параметры осциллографа, как средства измерения, делятся на две группы:

• Основные параметры.
• Дополнительные параметры.

К основными параметрам относятся:

• Значения коэффициентов отклонения, погрешность коэффициента отклонения или связанная с ним погрешность измерения напряжения.
• Значения коэффициентов развертки, погрешность коэффициента развертки или связанная с ним погрешность измерения временных интервалов.
• Параметры переходной характеристики (ПХ), включая:
  • время нарастания;
  • выброс;
  • неравномерность;
  • время установления.
• Параметры входа канала вертикального отклонения, включая:
  • активное входное сопротивление;
  • входная емкость;
  • КСВН;
  • допускаемое суммарное значение постоянного и переменного напряжения.
• Параметры синхронизации, включая:
  • диапазон частот;
  • предельные уровни;
  • нестабильность.

К дополнительным параметрам относятся:

• Параметры АЧХ, включая:
  • полоса пропускания;
  • нормальный диапазон частот;
  • расширенный диапазон частот;
  • опорная частота.
• Коэффициент развязки между каналами.

Для цифровых осциллографов к дополнительным параметрам можно отнести:

• Частота дискретизации.
• Длина внутренней памяти.

Но и это был бы не полный список всех параметров. Полностью он указан в #bibliografy class=l> . Ниже рассмотрим некоторые основные и дополнительные параметры, применительно к цифровым осциллографам.

1. Погрешность коэффициента отклонения или связанная с ним погрешность измерения напряжения

У большинства аналоговых осциллографов погрешность измерения напряжения составляет 3% и это в большей степени обусловлено тем, что измерения оператором проводятся визуально по делениям экрана (даже в том случае если используются маркерные измерения). Худшие образцы могут иметь погрешность измерения до 8%, а аналоговые осциллографы с погрешностью меньше, чем 1,5%, лично мне не приходилось встречать. Цифровые осциллографы, используя современные алгоритмы проведения измерений, позволяют полностью исключить ошибку человеческого фактора методом автоматических измерений. Тут уже нет ничего проще – результат отображается на экране осциллографа и не дает повода для двусмысленного толкования. Но если у аналогового осциллографа не разделяется измерение величины постоянного и переменного напряжения, то у современных цифровых осциллографов эти понятия разделены. Причина в различных алгоритмах проведения измерения. Наиболее критичным, с точки зрения определения погрешности, является постоянное напряжение. Оно определяется как абсолютное отклонение линии развертки от нулевой базовой линии и зависти от погрешности коэффициента отклонения осциллографа, погрешности определения нулевой линии и погрешности определения абсолютного отклонения линии развертки при воздействии постоянного напряжения. У большинства цифровых осциллографов погрешность измерения постоянного напряжения составляет 1,5% - 2% . Здесь и далее мы опускаем составные части погрешности, зависящие от формы или величины входного сигнала, и будем вести разговор только об инструментальной погрешности осциллографа.

Так на рисунке 1 приведена осциллограмма измерения постоянного напряжения осциллографом LeCroy Wave Surfer 432. С выхода калибратора осциллографов Fluke-9500В подаем постоянное положительное напряжение 1В. Измеренное значение равно 1,005 В, т.е. погрешность измерения составляет 0,5% (при допуске 2%).

Погрешности измерения переменного напряжения алгоритмами цифровых осциллографов рассматривается как вертикальные?-измерения между двумя точками и, соответственно, не нуждаются в привязке в нулевой линии, что позволяет уменьшить погрешность измерения размаха сигнала до величины 1%-1,5% (а при использовании источников опорного смещения до 0,5%).

На рисунке 2 приведена осциллограмма измерения переменного напряжения осциллографом LeCroy Wave Surfer 432. С выхода калибратора осциллографов Fluke -9500В подаем симметричный меандр частотой 1 кГц и размахом 1В. Измеренное значение равно 991,9 мВ, т.е. погрешность измерения равна 0,81% (при допуске 1,5 %).

Рисунок 2 - измерение переменного напряжения

Особо отметим то, что крупнейшие компании-производители цифровых осциллографов Tektronix, LeCroy и Agilent Technologies при проведении ежегодной поверки своих цифровых осциллографов рекомендуют проводить измерения именно постоянного напряжения (а не меандра частотой 1 кГц, как принято в России #bibliografy class=l>, #bibliografy class=l> ).

2. Погрешность коэффициента развертки или связанная с ним погрешность измерения временных интервалов

У большинства аналоговых осциллографов погрешность коэффициента развертки составляет от 3% до 15% и это обусловлено тем, что времязадающие цепи развертки реализованы на аналоговой элементной базе. Регулировка частоты развертки осуществляется RC-цепочками, что не дает возможности добиться установки высокой точности частоты генератора развертки. Соответственно погрешности измерения временных интервалов аналоговых осциллографов составляют те же 3-15%.

Иным способом реализован генератор развертки цифрового осциллографа. Его основой является кварцевый генератор, который даже без термостабилизации дает погрешность установки частоты 1*10 -6 , что вполне достаточно для выполнения задач, стоящих перед цифровым осциллографом. И кроме того, за весь срок службы цифрового осциллографа, он может не нуждаться в корректировке коэффициентов развертки. Погрешность измерения временных интервалов цифровым осциллографом лежит в пределах от 0,01% до 5*10 -6 , что в общем-то соответствует измерению частоты хорошим частотомером. Но, в отличие от измерения напряжения, указанные погрешности измерения временных интервалов справедливы лишь при строгом соблюдении условий, определенных производителем. Так, например, компания Tektronix для осциллографов TDS-5000 серии при измерении временных интервалов периодического сигнала указывает условия:

1. Размах сигнала не мене 5 делений,
2. Включено усреднение входного сигнала 100 раз.
3. Включена интерполяция sin\x.
4. Результат измерения считывается в режиме накопления статистики при числе измерения не менее 1000.

Компания LeCroy идет аналогичным путем, за исключением того, что не предлагает использовать усреднение сигнала.

Поставим простой эксперимент по определению погрешностиизмерения временных интервалов. С рубидиевого стандарта частоты Pendulum 6686 подадим на вход осциллографа LeCroy Wave Runner 6030 сигнал частотой 10 МГц. Рубидиевый стандарт обладает малой погрешностью формирования частоты 10 МГц и высокой стабильностью – данное средство измерений применяют для определения погрешности частотомеров.

На рисунке 3 приведена осциллограмма и результат измерения частоты осциллографом LeCroy Wave Runner. Как видно погрешность измерения частоты составляет 5*10 -6 при допуске 10*10 -6 #bibliografy class=l>.

Для второго примера возьмем осциллограф Tektronix TDS-5054, выполним все условия проведения измерений, указанные производителем. Погрешность измерения частоты составляет 188*10 -6 (рис. 4). Это превышает допустимую погрешность почти в 10 раз! При этом соблюдены все условия измерений, указанные в РЭ производителем #bibliografy class=l>.

Попробуем провести измерения временных интервалов для Tektronix альтернативным способом – методом задержанной развертки. Суть этого метода заключается в том, что на вход ЦЗО подается высокостабильный периодический сигнал и привязывается к определенной точке на экране, после этого сигнал сдвигается задержкой на один период и изменением значения задержки устанавливается в точку привязки. Значение задержки и есть абсолютное значение временного интервала, на основании которого определяется погрешность осциллографа. Подадим с выхода калибратора Fluke-9500 прямоугольный сигнал частотой 1 кГц и стабильностью 1*10 -7 , что вполне достаточно для определения погрешности ЦЗО. На рисунке 5 приведена осциллограмма измерения периода. Погрешность измерения 10 периодов составляет 29,75*10 -6 , или для одного периода порядка 3*10 -6 – это в норме для тестируемого ЦЗО.

Поскольку погрешность измерения временных интервалов в основном зависит от погрешности установки частоты опорного генератора (ОГ) ЦЗО, произведем измерение частоты ОГ методом стробоскопического преобразования. Для этого на вход ЦЗО Tektronix подадим сигнал частотой 10 МГц, сузим память и добьемся стробоскопического эффекта на больших развертках (рис. 6). Результатом стробоскопического эффекта будет отображение биения частоты, вызванное разностью частоты ОГ ЦЗО и прецизионной опорной частоты 10 МГц, подаваемой на вход осциллографа. Результат измерения представлен на рисунке 8, из которого видно, что погрешность установки частоты ОГ ЦЗО составляет 29 Гц или 2,9*10 -6 , при допуске 15*10 -6 . Частота ОГ находится в норме.

Рисунок 6 - погрешности частоты опорного генератора методом стробоскопического преобразования

Итак, мы произвели оценку погрешности измерения временных интервалов тремя способами. При двух способах результаты удовлетворительные, при одном нет. Очевидно, причина заключается в том, что математический алгоритм вычисления частоты (и как обратной величины - времени) по форме сигнала на экране осциллографа может работать не всегда корректно. Но именно этим способом проводят измерения 99,9% пользователей – по форме сигнала отображаемой на экране ЦЗО. Поэтому уделять столь чрезмерное внимание только телевизионным свойствам осциллографа по отображению формы сигнала и абсолютно игнорировать метрологические параметры, как это сделано в #bibliografy class=l> – это путь, который скорее всего, заведет пользователя ЦЗО туда, куда Иван Сусанин завел польское войско.

Параметры переходной характеристики

Поскольку любой периодический сигнал помимо амплитуды характеризуется частотой, то стоит вопрос согласования частотных характеристик входного тракта осциллографа с входным сигналом. Если на малых развертках не будет обеспечена линейность развертки осциллографа – получим искажение формы сигнала и соответственно большую ошибки при измерении временных интервалов, если тракт отклонения имеет недостаточную полосу пропускания или большую неравномерность АЧХ - опять получим искажение формы сигнала и соответственно большую ошибку при измерении напряжения.

Абсолютно правильно указано в #bibliografy class=l>, что за пределами полосы пропускания АЧХ осциллографа не падает резко вниз, а снижается с некоторой крутизной, все еще позволяя более или менее исследовать входной сигнал. Поскольку АЧХ осциллографа в основном оценивается для синусоидального сигнала, то для комплексной оценки трактов вертикального и горизонтального отклонения осциллографа, справедливой для широкого набора форм входных сигнлов, вводятся параметры переходной характеристики (ПХ) осциллографа .

Оценка этих параметров основана на анализе того, как осциллограф воспроизводит форму сигнала с бесконечным спектром. Таким испытательным сигналом является короткий прямоугольный импульс, с большой скважностью и малым временем нарастания (или спада). Очевидно, что за счет конечной полосы пропускания ЦЗО, часть гармоник будет вырезана из спектра сигнала и это приведет к увеличению отображаемого на экране осциллографа времени нарастания и времени установления импульса, а за счет неравномерности АЧХ часть гармоник изменит свою амплитуду, что приведет к увеличению выброса на вершине импульса.

Так из рисунков 5 и 6 в #bibliografy class=l> видно, что, судя по величине времени нарастания, осциллограф на рисунке 5 имеет меньшую полосу пропускания, чем осциллограф на рисунке № 6, но осциллограф на рисунке 5 имеет меньшую неравномерность АЧХ, чем осциллограф на рисунке 6! Что в общем- то и подтверждается графиком экспериментальной АЧХ на рисунке 8.

Итак, основными составными частями параметра переходной характеристиками осциллографа являются:

• Время нарастания (спада) – время в течении которого импульс изменяет свое значение от уровня 0,1 до уровня 0.9, измеряется в секундах.
• Выброс на вершине (спаде) – процентное отношение значение превышения амплитуды при установившемся импульсе к амплитуде импульса, измеряется в процентах.
• Время установления – время в течении которого колебательные процессы на вершине импульса не станут меньше 1% амплитуды импульса.

Поскольку именно параметры переходной характеристики ЦЗО определяются «граничным» методом (не более чем), то при определении именно этих параметров и возникает несколько методических ошибок измерения.

Ошибка 1. Как уже отмечалось выше, для анализа параметров ПХ необходим импульс с малым временем нарастания. Большинство «измерителей» (имеется визу лица физические) стараются для этой цели использовать как можно более крутой фронт, дескать «чем круче – тем лучше!» Но импульс с более крутым фронтом имеет более широкий частотный спектр, в котором амплитуда высших гармоник затухает меньше!

Используем калибратор Fluke-9500, способный формировать сигналы для измерения параметров ПХ с разным временем нарастания. Частота выходного сигнала 1МГц, уровень 800 мВ. Сначала сформируем импульс с временем нарастания 500 пс и зафиксируем частотные составляющие на частоте порядка 1500МГц, на рисунке 7 они приведены желтой спектрограммой. Формируем сигнал с той же частой и амплитудой, но с временем нарастания 150 пс, спектрограмма этого сигнала представлена на рисунке 7 зеленым цветом.

Из рисунка 7 видно, что амплитуда спектральных составляющих 500 пс импульса примерено на 7 дБ меньше, чем амплитуда аналогичных частотных составляющих 150 пс сигнала.

Соответственно, больший остаточный уровень гармоник импульса 150 пс (по сравнению с импульсом 500 пс) после фильтрации этих гармоник полосой пропускания осциллографа приведет к большим искажениям сигнала на экране осциллографа. Прежде всего это приведет к существенному увеличению выброса ПХ, что ложно воспринимается как большая неравномерность АЧХ осциллографа. А на самом деле – причина искажений сам испытательный сигнал. Для корректной оценки выброса ПХ соотношение времени нарастания испытательного сигнала и времени нарастания ПХ осциллографа должно быть не менее 0,2. В противном случае выброс ПХ ЦЗО может быть ложно увеличен в 1,5-1,7 раза #bibliografy class=l>. Так например для осциллографа с полосой пропускания 100 МГц (время нарастания 3,5 нс), использование импульса с временем нарастанием 200 пс недопустимо – соотношение составляет 0.057!

Так на рисунке 8 приведены осциллограммы параметров ПХ, полученные на осциллографе LeCroy WR-6030 при подаче на вход импульсов с различным временем нарастания.

Из результатов измерения, приведенных на рисунке четко видно, что при уменьшении времени нарастания импульса, выброс ПХ для одного и того же осциллографа увеличивается.

Желтый - нарастание 572 пс; выброс 1,7%.

Розовый - нарастание 467 пс; выброс 5,0%.

Синий - нарастание 450 пс; выброс 9,0%.

Итак, использовать только импульс с фронтом «покруче» для оценки параметров ПХ осциллографов некорректно.

Ошибка 2. При измерении времени нарастания, время нарастания испытательного импульса должно быть меньше времени нарастания ПХ осциллографа, соотношение должно быть не более 0,3. Поскольку в настоящее время осциллографы имею достаточно широкую полосу частот, аналоговые до 5 ГГц, а цифровые до 15 ГГц (имеется ввиду осциллографы реального времени), то подобрать устройство, формирующее импульс с таким коротким фронтом не просто. Большинство калибраторов осциллографов для измерения времени нарастания имеют собственное время нарастания 25 - 1000 пс, что сопоставимо с временем нарастания ПХ осциллографов. В этом случае расчет времени нарастания ПХ производится по формуле:

t осц – время нарастания ПХ осциллографа;
t изм – измеренное время нарастания ПХ осциллографа;
t к – время нарастания импульса калибратора.

Вывод: для корректной оценки параметров ПХ необходим испытательный импульс с параметрами, описанными в ошибка 1 и ошибка 2.

Амплитудно-частотная характеристика

Не будем подробно описывать, что такое АЧХ и какая она должна быть. В #bibliografy class=l> достаточно доходчиво описано все, что связно с АЧХ и цифровыми осциллографами, но все это было бы хорошо, если бы разговор шел о телевизоре – его удел только показывать, если же мы говорим о средстве измерения, то опять мы вынуждены говорить о достоверности измерений.

Погрешность измерения временных интервалов от формы АЧХ не зависит, а вот с амплитудными измерениями не все так просто. Очевидно, что классическое определение полосы пропускания декларирует, что амплитуда на экране осциллографа должна уменьшится на 30%. Но по отношению к сигналу какой частоты? 1 Гц, 1 МГц или какой другой?

Опорная частота – это частота, по отношению к которой производится определение полосы пропускания осциллографа. Чаще всего она составляет не менее 1/20 полосы пропускания осциллографа.

Очевидно, что погрешность измерения напряжения в точке полосы пропускания должна составить 30 %! Но и в других точках АЧХ не похожа на прямую линию, параллельную оси Х, – у нее есть неравномерность. При описании погрешности коэффициента отклонения (для цифровых осциллографов) мы упоминали величины порядка 1,5%. Различия в погрешности 1,5% и 30% очень большие, поэтому в терминологии АЧХ осциллографов вводится понятие нормальная область частот . Это та область частот, в которой погрешность коэффициента отклонения не превышает установленных значений, например 1,5%.

Иными словами - нормальная область частот - это тот диапазон частот, в котором возможно проведение гарантированных и точных измерений амплитуды сигнала. Естественно, это утверждение справедливо или для синусоидального сигнала с частотой, меньше границы нормальной полосы частот, или для сигнала сложной формы, у которого частота 5-ой гармоники меньше опорной частоты. Понято, что в жертву погрешности измерения амплитуды нормальная полоса частот принесла большую часть полосы пропускания.

Но не всегда пользователю уж столь необходимы особо точные измерения амплитуды. Для этого случая вводится понятие «расширенная полоса частот». Расширенная полоса частот - это та область частот, в которой погрешность коэффициента отклонения не превышает 10%. Т.е. пользователь имеет определенную полосу частот, в которой погрешность измерения амплитуды не превышает 10%. Большая это погрешность или малая – пользователь решает сам, но в замен он получает еще более широкую полосу частот с гарантированной погрешностью.

Ну и только теперь третья точка – полоса пропускания, это, как уже упоминалось, та область частот, на границе которой погрешность коэффициента отклонения не превышает 30% от погрешности коэффициента отклонения в опорной полосе частот.

К сожалению, не все производители полностью указывает параметры АЧХ осциллографов. Поэтому определение нормальной и расширенной полосы частот возможно при проведении калибровки – когда определяются фактические параметры осциллографа, даже те которые не нормирует производитель.

На этом абзаце мы прекратим, описание основных параметров как аналоговых, так и цифровых осциллографов и перейдем к параметрам присущим только цифровым запоминающим осциллографам (ЦЗО).

ЦЗО по сравнению с аналоговыми осциллографами имеет ряд существенных преимуществ - это возможность записи и хранения данных о входном сигнале, связь с ПК, автоматические измерения, расширение возможности синхронизации сигнала, математическая обработка полученных данных и т.д.

Бесспорно, одним из основных параметров ЦЗО является частота дискретизации, особенно если пользователь исследует сигналы близкие к граничной частоте полосы пропускания. Но доводы, приведенные в #bibliografy class=l> при оценке соотношений полосы пропускания и частоты дискретизации, больше похожи на попытку выделить достоинства какого-то одного ЦЗО (на котором очевидно и проводились эксперимента), чем разъяснить особенности применения ЦЗО. Рекомендации по выбору осциллографа типа «с наименьшим временем нарастания ПХ, большой частотой дискретизации и прекрасным отображением синуса на максимальной частоте» скорее всего, приведут к осциллографу 13ГГц с частотой дискретизации 20Гвыб\с на 4 канала и это будет Agilent Technologies DSO-81304 A! Но «доброжелатели» забыли во-первых, сказать сколько все это стоит, а во вторых дать рекомендации для тех, кто хочет посмотреть 13ГГц в режиме однократного запуска для 4-х каналов! Еще больше полосу пропускания и выше частоту дискретизации? Но больше и выше пока нельзя.

Лучше объяснить людям особенности и возможности применения тех или иных ЦЗО, а уж потом толкать на покупку «телевизора», только что и «предназначенного для корректного воспроизведения формы электрического сигнала». Цифровой осциллограф – достаточно сложное техническое устройство и упрощенный подход к оценке его параметров делает пользователя заложником того или иного продавца ЦЗО, «забывшего» сообщить важные детали. Так, например, опираясь на рекомендации изложенные в #bibliografy class=l> об необходимости индикации в руководстве по эксплуатации (РЭ) полосы пропускания в реальном времени, в РЭ на осциллограф TDS-5104 указана полоса пропускания 1 ГГц на каждый канал. Но при этом частота дискретизации при работе четырех каналов составляет всего 1,25 Гвыб\с, что составляет oversampling равным 0,8. Или для соблюдения условий теоремы Котельникова частота входного сигнала не должна превышать 1250/2 = 625 МГц. Для соблюдения условий, изложенных в #bibliografy class=l>, когда oversampling должен быть равным как минимум 2,5, максимальная частота входного сигнала составляет уже 500 МГц. Можно ли в этом случае расценивать 500 МГц как полосу пропускания в реальном времени и забыть об обнаружении ВЧ артефактов, а декларируемую полосу 1 ГГц как попытку выглядеть лучше, чем есть на самом деле? Или всем пользователям осциллографов Tektronix TDS-5104 B отказаться от их использования? Нет, надо просто грамотно использовать все особенности ЦЗО при исследовании входного сигнала, и четко понимать, что аналоговая полоса пропускания ЦЗО, указанная производителем – это не более, чем параметр промежуточного звена ЦЗО, точнее входного усилителя, хоть и имеющего важное значение для ЦЗО, но все же не являющегося его единственным узлом.

Рассуждения в #bibliografy class=l> об использовании DSP или еще чего другого, что войдет в моду в недалеком бедующем, то же не очень-то состоятельны. Пользователь воспринимает ЦЗО как некое техническое устройство - «черный ящик», имеющий вход для подачи сигнала и выход в виде экрана. Зная параметры исходного сигнала, основные характеристики ЦЗО и анализируя то, что отображается на экране или представляется в виде автоматических измерений, пользователь делает вывод о том, достоверно ли проводится отображение сигнала или нет, вносятся ли какие-то дополнительные искажения в исследуемый сигнал осциллографом или нет, достоверно ли проводятся измерения или нет. А каким способом все это реализуется – это уже интересует больше разработчиков ЦЗО и инженеров на технических симпозиумах. Так, например, водителя за рулем автомобиля не интересует, вращается двигатель по часовой стрелке или против, если автомобиль движется в правильно направлении и все агрегаты работаю при этом нормально.

Длина внутренней памяти

Отнюдь не специфическим параметром ЦЗО является длина памяти, предназначенная для сбора информации о входном сигнале. Только почему в #bibliografy class=l> об этом ни слова? Очевидно «забыли» … Не секрет, что за все удобства ЦЗО платит большим временем простоя по сравнению с аналоговым осциллографом. На экране ЦЗО это выглядит как обновление экрана, заметное даже глазом. В моменты времени между обновлениями экрана полезная информация о сигнале теряется безвозвратно. Но как не упустить полезные детали исследуемого сигнала? Самый простой способ, это постараться захватить на медленных развертках как можно большую часть сигнала, зафиксировать его (простым нажатием на кнопку «Стоп»), растянуть развертку и, прокручивая задержку развертки, наслаждаться просмотром полезных деталей входного сигнала. Одновременно с этим понятие длины внутренней памяти разбивает в пух и прах миф о высокой частоте дискретизации, старательно выписываемой на передних панелях ЦЗО. Это всего лишь максимальная частота дискретизации. Термин «максимальная частота дискретизации» выделен не случайно. Дело в том, что зачастую высокая частота дискретизации, указанная производителем, может быть достигнута лишь при определенных условиях. Давайте предположим, что исследуется сигнал при времени развертки 1 мксек\дел для осциллографа с экраном 10 делений и объемом памяти 10К, т.е время развертки от начал экрана до конца составит 10 мксек. При частоте дискретизации 2,5 Гвыборок в секунду этот объем памяти будет заполнен за время t равное:

или подставим значения, указанные выше и получим:

Для прохождения развертки при длине экрана 10 делений необходимо 10 мкс, а память ЦЗО будет заполнена за 4 мкс, т.е. отображение входного сигнала на экране займет всего лишь 40 % экрана!!! Но такое отображение сигнала недопустимо. Исходя из этого, частота дискретизации Fдискр, для осциллографа с числом делений по горизонтали 10, должна выбираться из условий:

из этой формулы следует два важных вывода:

Вывод 1 : Для сохранения максимальной частоты дискретизации при увеличении значений коэффициента развертки необходимо увеличивать размер внутренней памяти.

Вывод 2 : При уменьшении длинны внутренней памяти и постоянном коэффициенте развертки, частота дискретизации неизбежно уменьшается.

В #bibliografy class=l>, судя по краткому описанию параметров и надписям на приведенных рисунках, осциллограф А – это LeCroy WaveSurfer–432, а осциллограф В - это Tektronix TDS-3032. Возьмем эти осциллографы еще раз для эксперимента.

• LeCroy WaveSurfer–432 имеет длину внутренней памяти 2 М (при объединении каналов);
• Tektronix TDS-3032 имеет длину внутренней памяти 10К (на каждый канал).

Перед пользователем стоит задача захватить и проанализировать сигнал, формируемый процессором офисной АТС в момент начального запуска.

Итак, переводим осциллограф WaveSurfer–432 в режим однократного запуска, подключаем щуп к выводу АТС и включаем питание. На рисунке 9 осциллограмма представляет собой непонятный пакет импульсов при коэффициенте развертки 5 мс. Растянем его до 1 мкс, используя функцию растяжки – теперь в пакете можно увидеть отдельные импульсы, а так же произвести измерение некоторых параметров, например амплитуды, длительности, времени нарастания и спада. Отметим, что растяжка входного сигнала составила 50000 раз без потери достоверности о форме сигнала, частота дискретизации при этом составляет 40 Мвыб\с.

Проводим аналогичный эксперимент с осциллографом Tektronix TDS -3032, только коэффициент развертки будет 4 мс (развертка 5 мс отсутствует). Исходный пакет представлен на рисунке 10, растяжка представлена на рисунке 11, обратите внимание, что растяжка произведена до 10 мкс или в 400 раз. К сожалению, на одной осциллограмме как исходный, так и растянутый сигнал представить для этой модели ЦЗО невозможно, а для возможности увидеть точки дискретизации пришлось отключить сетку дисплея.

Редкие точки на экране – это то, что осталось от импульсного сигнала.

Результат, представленный на рисунке 11, не является дефектом осциллографа. При длине памяти 10 кб, осциллограф TDS-3032 не предназначен для выполнения этих задач, не смотря на то, что он обладает прекрасной максимальной частотой дискретизации 2,5 Гвыб\с, а эксперимент проводился на достаточно низкой частоте. Как видно из рисунка 11 частота дискретизации при коэффициенте развертки 4 мс составляет порядка 200 квыб\сек (длительность между точками 5 мкс), а длительность импульса как видно на рисунке 9 равна 1 мкс. Отсюда и возникают искажения входного сигнала.

Странным образом в этом эксперименте ведет себя и интерполяция sin(x)/x, преподнесенная в #bibliografy class=l> как уникальное средство восстановления сигнала – она предпочла в трудную минуту гордо покинуть осциллограф…

Современные ЦЗО, например LeCroy Wave Master 8620A, имеют длину внутренней памяти 96М.

Но польза длинной внутренней памяти не только в увеличении частоты дискретизации. Как уже упоминалось, современные ЦЗО дают пользователю самые широкие возможности, в частности, при исследовании спектра входного сигнала. И тут есть прямая связь с длиной памяти ЦЗО – чем больше память, тем в более узкой полосе частот можно исследовать спектр входного сигнала. В #bibliografy class=l> более подробно описано использование ЦЗО для анализа спектра сигнала, на рисунке 12 только приведем пример спектра амплитудно-модулированного сигнала с несущей частотой 100 МГц, частотой модулирующего колебания 1 кГц и глубиной модуляции 50 %. Спектрограмма получена на осциллографе LeCroy Wave Pro-7100 при длине памяти 24М, причем в режиме автоматических измерений достоверно измерены все параметры АМ сигнала. Очевидно, что при малой длине памяти спектр сигнала будет сильно искажен.

Существуют еще несколько параметров, определяющих свойства ЦЗО, например таких как чувствительность и стабильность схемы синхронизации, собственный джиттер – все это особенно существенно сказывается, когда исследуются гигагерцовые сигналы. Но эти параметры не будем рассматривать детально.

Применение интерполяции в ЦЗО

Далее рассмотрим более подробно возможности интерполяции sin(x)/x, которые, как уже отмечалось, способны творить чудеса. Интерполяция sin(x)/x - это как лекарство, в малых дозах и к месту даже очень помогает, но в больших дозах и бездумно –может только навредить.

В #bibliografy class=l> весьма корректно указано, что при недостаточной частоте дискретизации, интерполяция sin(x)/x позволяет восстановит форму сигнала, добавляя к исходному сигналу с линейной интерполяцией как минимум 10 точек. При достаточной частоте дискретизации применять интерполяцию sin(x)/x в общем-то нет смысла.

Вернемся к рисунку 5 из источника #bibliografy class=l>. Как видно из рисунка, осциллограф LeCroy WS-432 производит отображение и измерение параметров нарастающего фронта. Частота дискретизации составляет 2Гвыб/с, развертка 2 нс, То есть на одну клетку приходится 4 точки дискретизации, что и вызывает искажения как сигнала так и результатов измерений.

Повторим эксперимент. С калибратора Fluke-9500 подадим импульс с временем нарастания 154 пс и произведем однократный запуск. На рисунке 13 осциллограмма 1 отображает входной сигнал при линейной интерполяции, очевидны искажения сигнала Измеренное время нарастания составляет 1.01 пс, выброс ПХ составляет 2,4%. А теперь просто сменим линейную интерполяцию на интерполяцию sin(x)/x (осциллограмма 2). Обратим еще раз внимание на то, что запуск развертки дополнительно не проводился и манипуляции с видом интерполяции происходят с данными, собранными в результате первой развертки, а не с каждым новым запуском развертки. При использовании интерполяции sin(x)/x , входной сигнал, несомненно, приобрел вид, более приближенный к реальному. Измеренное время нарастания составляет 852,94 пс, выброс ПХ составляет 5 %.

Как удостовериться в достоверности воспроизведения входного сигнал при использовании интерполяции sin(x)/x? Очевидно, что сравнить с сигналом, полученным при более высокой частоте дискретизации. Установим режим эквивалентной частоты дискретизации, позволяющей повысить частоту дискретизации периодического сигнала до 50 Гвыб/с. Установим периодический запуск и зафиксируем осциллограмму, отображающую нарастающий фронт при эквивалентной дискретизации. Осциллограмма отображена на рисунке 14, осциллограмма 1. Произведем измерение параметров ПХ. Измеренное время нарастания составляет 863,33 пс, выброс ПХ составляет 5,2 %.

Для сравнения на этом же рисунке сохранена осциллограмма, полученная при использовании интерполяции sin(x)/x. Как видно формы сигнала практически совпадают. Так же как и результаты измерений.

Вывод : Применение интерполяции sin(x)/x вполне оправдано при отображении однократных сигналов на частотах сигнала, близких к частоте дискретизации. Тогда, ЦЗО необходимо переключать из режима линейной интерполяции в интерполяцию sin(x)/x, для получения более достоверного сигнала.

Как же ведет себя интерполяция sin(x)/x при периодических сигналах, частота которых близка к частоте дискретизации?

Для этого эксперимента возьмем другой осциллограф LeCroy - WS-452, с полосой пропускания 500 МГц и все той же частотой дискретизации 2 Гвыб\с. Подадим на два входа осциллографа одновременно синусоидальный сигнал с частотой 500 МГц. На одном канале установим режим интерполяции sin(x)/x, а во втором оставим в режиме линейной интерполяции. Как видно на рисунке 15, сигнал с интерполяцией sin(x)/x выглядит более приближенным к синусоидальному.

Проверим алгоритм интерполяции. Для этого включим режим аналогового послесвечения, позволяющего накопить статистику о всех изменениях формы сигнала и сравним сигнал с линейной и синусоидальной интерполяцией. Как видно на рисунке 16 сигнал, полученный при использовании интерполяции sin(x)/x, имеет такую же энтропию, как и сигнал с линейной интерполяцией. Это позволяет сделать вывод о достаточно корректном «достраивании» недостающих точек дискретизации по виртуальному закону математического моделирования.

Или же другой пример. Перейдем от высоких частот к более низким. Подадим на два входа осциллографа одновременно прямоугольный сигнал 10 кГц и уменьшим длину памяти, а как уже отмечалось, это приводит к уменьшению частоты дискретизации, но к увеличению скорости обновления экрана, что очень часто и надо пользователю. Как видно из рисунка 17 сигнал, полученный при использовании интерполяции sin(x)/x , имеет значительные искажения в точке выброса ПХ, которые реально на сигнале отсутствуют. Причина этих искажений - недостаточная частота дискретизация по отношению к спектру входного сигнала. На сигнале, полученном при использовании линейной интерполяции, эти искажения отсутствуют, поскольку ЦЗО отображает только точки, полученные в процессе реальной дискретизации, без потери достоверности воспроизведения сигнала.

Может быть это особенности только осциллографа LeCroy ? Используем для другого примера осциллограф Tektronix TDS -5054. К сожалению, данный прибор не позволяет производить одновременное отображение как при линейной интерполяции, так и при синусоидальной интерполяции – или только линейная, или только синусоидальная. На рисунке 18 приведена осциллограмма при использовании синусоидальной интерполяции, а на рисунке 19 приведена осциллограмма при использовании линейной интерполяции

Более подробно «витиеватости» интерполяции описаны в #bibliografy class=l> .

Вывод : В зависимости от режимов измерения, применение интерполяции sin(x)/ x может исказить форму входного периодического сигнала. Иногда ЦЗО необходимо переключать из режима интерполяции sin(x)/ x в линейную интерполяцию, для получения более достоверного сигнала.

По этой причине для более достоверного отображения различных входных сигналов имеют режимы как линейной, так и синусоидальной интерполяции. Для предотвращения ввода в заблуждение пользователя о достоверности воспроизведения формы входного сигнала, профессиональные осциллографы имеют установленный по умолчанию режим линейной интерполяции, позволяющий получать и анализировать реальные точки дискретизации Синусоидальная интерполяции, как средство восстановления формы сигнала, устанавливается при необходимости.

Остановимся теперь на методах и способах проведения измерений и исследовании сигнала.

Как уже было описано выше, казалось бы у двух разных производителей интерполяция работает одинаково. Но так ли это есть на самом деле? В #bibliografy class=l> указаны два основных способа интерполяции сигнала:

• Использование чисто математической интерполяции;
• Использование в качестве интерполятора цифрового фильтра.

Единственным недостатком математической интерполяции указаны большие вычислительные затраты, что приводит к значительному увеличению времени простоя ЦЗО, у цифрового фильтра, похоже, недостатков нет. Попробуем внести полную ясность в способы реализации интерполяции.

Способ математической интерполяции реализован в осциллографах LeCroy, а способ цифрового фильтра – в осциллографах Tektronix. Как изменяется время сбора информации при реализации линейной и синусоидальной интерполяции разными способами? Возьмем для практического эксперимента ЦЗО из одного класса, но разных производителей. Например, LeCroy WaveRunner 6050 и Tektronix TDS5054, которые мы уже использовали для предыдущих экспериментов. Установим идентичные условия сбор информации – частота дискретизации 2,5 Гвыб\с и длина памяти 8 Мб, запуск периодический. На вход подадим синусоидальный сигнал частотой 500 МГц.

LeCroy WaveRunner- 6050 . Установим линейную интерполяцию и частотомером, подключенным к выходу системы синхронизации, будем фиксировать частоту запуска развертки при времени счета частотомера 200 секунд (для исключения разброса запуска развертки). Получаем частоту 4,26 Гц. Сменим вид интерполяция с линейной на sin(x)/x – измеренная частота запуска составляет порядка 0,6 Гц. То есть в данном случае, производительность ЦЗО снижается в 7 раз, это не так уж и мало! Но вспомним, для чего нужна длинная память – что бы захватить как можно более длинный кусок сигнала, растянуть до состояния отображения полезной части и изменением значения задержки просмотреть все интересующие части сигнала. Так на рисунке 20 изображен сигнал, одновременно подаваемый на два канала осциллографа, в одном канале включена линейная интерполяция, а в другом синусоидальная.

Остановим сбор информации ЦЗО и растянем полученный сигнал. Осциллограммы приведены на рисунке 21. Как видно сигнал в канале 2 как раз и нуждается в синусоидальной интерполяции. Включим синусоидальную интерполяцию в канале 2 (напомним, что сбор информации ранее остановлен). Как видно из рисунка 22 форма сигнала выровнялась. Математическая реализация интерполяции sin(x)/x дает возможность переключать вид интерполяции и обрабатывать сигнал даже в тот момент, когда сбора информации ЦЗО уже не производит, поскольку данные, которые обрабатываются при интерполяции, остаются во внутренней памяти.

Tektronix TDS-5054 . Установим линейную интерполяцию и частотомером, подключенным к выходу системы синхронизации, будем фиксировать частоту запуска развертки при времени счета частотомера 200 секунд. Получаем частоту 2,55 Гц. Сменим вид интерполяции с линейной на sin(x)/x – измеренная частота запуска составляет 1,11 Гц. То есть в данном случае, производительность ЦЗО снижается в 2,3 раз.

Повторим эксперименты с сигналами, для которых применение интерполяции необходимо в реальном времени, например при измерении времени нарастания, как было ранее приведено на рисунке 13. Обнаружить какие-либо изменения в частоте обновления экрана не удалось, это и понятно, поскольку длина памяти для LeCroy при этом составляет всего 25 точек.

Более менее какие-то изменении в частоте запуска развертки при входном сигнале 500 МГц начинают появляться при длине памяти 2,4 К, но это в три раза больше графического разрешения ЖКИ осциллографа и форму сигнала на экране ЦЗО уже невозможно идентифицировать.

Выводы:

1. Использование в качестве интерполятора цифрового фильтра или способа математической обработки в любом случае снижает частоту обновления экрана.
2. Осциллографы LeCroy по сравнению с ЦЗО Tektronix имеют в 1,67 раза более высокую частоту обновления экрана при использовании линейной интерполяции и длинной памяти. Осциллографы Tektronix по сравнению с ЦЗО LeCroy имеют в 1,85 раза более высокую частоту обновления экрана при использовании синусоидальной интерполяции и длинной памяти.
3. При короткой памяти ЦЗО нет существенных различий в сборе информации, как при линейной, так и синусоидальной интерполяции.
4. Вне зависимости от производителя при использовании длинной памяти нет необходимости использовать интерполяцию sin(x)/ x в процессе сбора данных и увеличивать время простоя ЦЗО, поскольку ее результатов в реальном времени наблюдать невозможно, а время сбора информации увеличивается. Применить синусоидальную интерполяцию можно по окончанию сбора информации и это не влияет на другие вычислительны процессы ЦЗО.

Так же представляется возможным независимо использовать различные виды интерполяции для разных каналов осциллографа, как это было представлено на рисунке 21.

Применение математической интерполяции sin (x \ x) в осциллографах LeCroy дает возможность добавлять не только 10 точек к исходному сигналу, как это принято у других производителей, но и гораздо большее число, например 100. Так на рисунке 23 приведено изображение сигнала при интерполяции 100 точек. Исходный сигнал специально представлен только в виде точек дискретизации.

ЦЗО по сравнению с аналоговыми осциллографами дает возможность хранения информации о форме входного сигнала. Так, например, если длина памяти отставляет 1М и используется линейная интерполяция, то во внешний файл будет сохранено 1 миллион точек формы сигнала, если длина памяти 48 М, то будет сохранено 48 М. Если же мы применяем стандартную синусоидальную интерполяцию (имеется ввиду, чт достраивается 10 точек), то при длине памяти 1 М, во внешний файл будет записано 10 М информации о форме входного сигнала, включая точки, дополнительно полученные в результате математической обработки интерполяции. При длине памяти 48 М, это, соответственно, будет 480 М.

Вот по каким причинам линейная интерполяции в осциллографах LeCroy установлена по умолчанию – что бы при установленной длинной памяти и включенной интерполяции sin(x)/x время бесполезной обработки сигнала не влияло на длительность рабочего цикла и что бы при сохранении данных в файл ошибочно не увеличить размер файла в 10 и более количество раз.

Как уже было отмечено выше, при использовании синусоидальной интерполяции методом цифрового фильтра достигается некоторое сокращение времени простоя ЦЗО, но похоже на этом преимущества заканчиваются. Если провести нехитрые эксперименты с такими осциллографами, то выявляются следующие недостатки:

1. Выбранный вид интерполяция включается одновременно для всех каналов осциллографа, не возможно установить для разных каналов разный вид интерполяции, что негативно сказывается при одновременном исследовании нескольких сигналов, существенно отличающихся по частоте и форме и подаваемых на разные каналы.
2. При сохранении данных во внешний файл всегда сохраняются данные только линейной интерполяции независимо от того, включена линейная интерполяция или нет. Результаты синусоидальной интерполяции при этом теряются безвозвратно.
3. Не возможно применение других алгоритмов интерполяции, кроме добавления 10 дополнительных точек.

Дополнительные возможности ЦЗО

Анализ характеристик современных цифровых осциллографов будет не полным, если игнорировать возможности ЦЗО при проведении измерений различных параметров сигналов, анализе проведенных измерений или математической обработке данных. Современный ЦЗО - это мощный измерительный комплекс (или точнее программно-аппаратный комплекс), способный выполнять самые широкие задачи, для решения которых ранее привлекалось множество других средств измерения. Например, частотомеры, вольтметры, анализаторы спектра, графопостроители, измерители мощности, логические анализаторы, анализаторы протоколов систем передач и многие другие.

Так, например, при измерении основных параметров сигнала – амплитуды и частоты, большинство современных осциллографов уже давно использует отображение статистических данных – минимума, максимума, средних значений, стандартного отклонения и т.д. Но графическое представление статистических данных – гистограмм, присутствует не у всех ЦЗО.

Так на рисунке 24 приведен пример гистограммы, полученной в режиме измерения частоты частотно-модулированного сигнала при модуляции синусоидальным сигналом, которая соответствует спектру такого колебания.

А на рисунке 25 приведена гистограмма частотной манипуляции.

Аналогичным образом возможно построение трендов и графов для исследования медленных процессов. Причем данные, полученные в результате статистической обработки так же возможно сохранить во внешние файлы для хранения или дальнейшей обработки.

Измерения основных параметров сигнала – амплитуды, частоты, периода, времени нарастания, выброса ПХ, среднеквадратических значений, мощности, разности фаз и многих других уже стали нормой для ЦЗО. Но как поступать в случае, если сигнал имеет разные параметра на разных участках осциллограммы? Например, измерение амплитуды АМ сигнала, или измерение частоты ЧМ сигнала. Так на рисунке 26 изображен частотно-модулированный сигнал, модуляция которого осуществляется ступенчатым сигналом. Как провести достоверное измерение частоты именно в отдельных участках этого сигнала? Для этой цели можно воспользоваться курсорами, выделяющими участки исходного сигнала, так называемые окна, в пределах которых и будет производиться измерение частоты. ЦЗО, осциллограмма которого приведена на рисунке 26, имеет особенность выделения индивидуального окна для каждого из восьми измеряемых параметров Р1…Р8. Как видно из результатов измерений, 5 первых колонок (Р1…Р5) индицируют каждая свою частоту, соответствующие 5 ступенькам модулирующего сигнала. Колонка Р6, для примера индицирует частоту сигнала, как бы ее определил ЦЗО не имеющий выделения окон – это среднее значение частоты.

Интересным в современных ЦЗО представляется проведение сложных измерений с использованием таких сред как Excel, Visual Basic (VBS), MathCad или MathLab. В этом случае, получая некоторые базовые измерения от ЦЗО возможно производить свои собственные вычисления параметров, не включенных в список производителя, или параметров, рассчитанных по собственным алгоритмам. Так, например, вычисление коэффициента АМ по уровню основной гармоники и бокового лепестка, на рисунке 10, производилось с использованием среды VBS. Или же например, с использованием среды Excel, в реальном масштабе времени возможен экспорт данных о форме входного сигнала в файл Excel, обработка данных средствами Excel и импорт в ЦЗО уже обработанных данных, в виде результатов измерений.

Современные ЦЗО дают практически неограниченные возможности по математической обработке входных сигналов. Уже давно ординарностью стали такие основные математические функции: сложение, умножение, вычитание, деление, возведение в степень, вычисление логарифмов, интегралов и дифференциалов и т.д. Не вызывает удивления и анализ спектра с использованием быстрого преобразования Фурье (БПФ). Но использование математических средств ЦЗО для таких целей как моделирование физических процессов – это уже под силу не каждому именитому производителю осциллографов.

Например, создание цифровых фильтров с заданными пользователем параметрами и анализ их воздействия на реальный входной сигнал. Подадим на вход осциллографа LeCroy WAvePro -7100 свип-сигнал и пропустим его через цифровой полосовой фильтр, входящий в состав математических средств ЦЗО. Рисунок 27 отображает исходный сигнал и результат фильтрации.

Или же рассмотрим возможность моделирования различных физических процессов, если они могут быть описаны математическими формулами. Эти возможности предоставляет интегрированная среда VBS. Самое простое - это формирование «золотых» сигналов, полностью соответствующих своим математическим формулам, например идеальной синусоиды, соответствующей формуле Y= SIN(X), содержащей в своем спектре только одну гармонику. «Золотой» пилообразный сигнал или «золотой» прямоугольный сигнал с нулевым временем нарастания – эти сигналы могут быть использованы как опорные при исследовании физических явлений. Основные параметры для формирования таких «золотых» сигналов: амплитуда и частота, могут быть «изъяты» из входного сигнала с помощью автоматических измерений ЦЗО.

Так на рисунке 28 изображен «золотой» затухающий колебательный процесс, смоделированный в осциллографе LeCroy. Частота колебаний, время затухания, начальная амплитуда – все это может быть задано пользователем, исходя из своих прикладных задач. Полученный «золотой» шаблон может быть сложен, умножен, разделен, интегрирован и т.д. с любым живым сигналом, поступающим на вход ЦЗО, или быть основой для расчета других «золотых» сигналов.

На рисунке 29 проведен другой пример математического моделирования – воздействие окна Хемминга на реальный входной сигнал.

Приведенные здесь примеры – это лишь очень малая часть возможностей математического моделирования, доступная в современных ЦЗО, в частности в осциллографах LeCroy.

И как вывод: пользователю при выборе современного осциллографа, и не только цифрового, в любом случае необходима грамотная консультация грамотного инженера, имеющего опыт работы не только с осциллографами одного производителя, но и других производителей; знающего технические особенности применения большинства осциллографов, существующих на рынке. Только грамотный специалист может понять стоящие перед пользователем задачи и корректно помочь в выборе нужного осциллографа и всех дополнительных аксессуаров, не отдавая интересы пользователя в угоду договорным отношениям «эксклюзивных продаж» с одним производителем. Только грамотный инженер с большим опытом работы поможет разобраться пользователю во всех замысловатостях руководства по эксплуатации и, зачастую, с технически неграмотным «заокеанским» переводом.

Руководство по эксплуатации осциллографа LeCroy серии WaveSurfer.

Руководство по эксплуатации осциллографа LeCroy серии WaveRunner.

Руководство по эксплуатации осциллографа LeCroy серии WavePro.

Руководство по эксплуатации осциллографа Tektronix серии TDS5000B, 071-1420-01.

Руководство по эксплуатации осциллографа Tektronix серии TDS3000B,071-0382-01

Пивак А.В.//Компоненты и технологии – 2004 - №6 – с.204

Пивак А.В.//Компоненты и технологии – 2004 - №7 – с.196

У нас представлены товары лучших производителей

ПРИСТ предлагает оптимальные решения измерительных задач.

У нас вы можете не только купить осциллограф, источник питания, генератор сигналов, анализатор спектра, калибратор, мультиметр, токовые клещи, но и поверить средство измерения или откалибровать его. Мы имеем прямые контракты с крупнейшими мировыми производителями измерительного оборудования, благодаря этому можем подобрать то оборудование, которое решит Ваши задачи. Имея большой опыт, мы можем рекомендовать продукцию следующих торговых марок.

Читайте также: Асинхронный двигатель. Рабочие характеристики. Пуск асинхронного электродвигателя. Регулирование частоты вращения двигателя. Тормозные режимы асинхронного двигателя. Выбор преобразователя частоты и дополнительного оборудования Излучение бер/год электрический ток 9->.8|м/о частоты богц Использование системного монитора. Выбор метода мониторинга. Выбор частоты регистрации. Какие гидродинамические датчики частоты вращения применяют в судовой практике? Какие датчики применяют для измерения частоты вращения?

Назначение и принцип действия синтезаторов частот

Синтезатор частот предназначен для управления частотой ГУН (125..177,5) МГц со стабильностью, равной стабильности опорного генератора, и формирования сетки опорных частот с дискретностью через 25 кГц в диапазоне МВ и ДМВ.

Синтезатор частот выполняет следующие функции:

Выдает управляющее напряжение в соответствии с набранным на пульте управления каналом (кодом заданной рабочей частоты) для установки частоты ГУН с заданной стабильностью (1·10 -6), для настройки УВЧ приемника, для грубой установки частот автогенераторов возбудителя.

Исходя из выбранных значений промежуточных частот и видов преобразований, синтезатор частот обеспечивает формирование сетки частот ГУН:

МВ: 125..174,975 МГц с интервалом 25 кГц;

ДМВ-1: 132,5..172,4875 МГц с интервалом 12,5 кГц;

ДМВ-2: 127,5..177,4875) МГц с интервалом 12,5 кГц;

Выдает в блок коммутации признаки МВ и ДМВ-1.

Выдает в пульт управления по трем проводам напряжение синхронизации, позволяющее получить из пульта управления информацию о набранном канале по двум проводам.

В основу построения синтезатора частот положены свойства, присущие системе ФАПЧ с делителем частоты в цепи обратной связи с предварительным преобразованием гармонических колебаний ГУН и опорного генератора с помощью формирующих устройств в последовательность видеоимпульсов. Это позволило широко использовать при реализации схем синтезаторов элементы и узлы дискретной техники и послужило основанием назвать такие системы цифровыми синтезаторами.

Таким образом, синтезатор совместно с ГУН представляет собой схему ФАПЧ.

Для пояснения цифрового метода формирования и стабилизации дискретного множества частот рассмотрим качественную картину процессов, происходящих в цифровом синтезаторе.

Гармонический сигнал высокостабильного опорного генератора с частотой 10 МГц (стабильность частоты опорного генератора не хуже ± 1·10 -6 во всех условиях эксплуатации) первоначально подается на формирующее устройство, с помощью которого оно преобразуется в последовательность однополярных импульсов с частотой сравнения f ср =781,25 Гц, т. е. частота опорного генератора делится до частоты сравнения f ср =781,25 Гц.

При этом синтезатор частот совместно с ГУН, функционально входящим в состав УВЧ, представляет собой замкнутую систему ФАПЧ. Кольцо автоподстройки работает с низкой частотой сравнения 781,25 Гц.

Номинал этой частоты определяется разносом частот между каналами (25 кГц), наличием делителя с постоянным коэффициентом деления (на 8 в ВЧД и на 2 в БУЧ) и удвоителя в составе гетеродина.

Частота ГУН последовательно понижается делителями с постоянным и переменным коэффициентом деления.

Поделенные частоты ГУН и опорного генератора подаются для сравнения на ФД.

Если выходная частота ДПКД (f дпкд) не равна частоте сравнения (f ср), то в ФД вырабатывается сигнал рассогласования, управляющий частотой ГУН. При этом частота ГУН изменяется так, чтобы выходная частота ДПКД стала равной частоте сравнения (f дпкд = f ср = 781, 25 Гц) с точностью до фазы (точная подстройка).

где f гун – частота ГУН; 8 – коэффициент деления ВЧД; 2 – коэффициент деления делителя, входящего в состав БУЧ; N – коэффициент деления ДПКД.

Установка необходимого коэффициента ДПКД производится с пульта управления через систему дистанционного управления СДУ и позволяет производить установку любой частот связи по пяти проводам, связывающий пульт управления с синтезатором частот.

Блок опорной частоты (блок 1-1)

БОЧ предназначен для формирования высокостабильной частоты опорного генератора 10 МГц и понижения ее до частоты сравнения.

БОЧ обеспечивает:

формирование опорного сигнала частотой 20 МГц;

формирование сигнала синхронизации;

формирование стробирующих импульсов для СДУ.

В состав БОЧ входят:

Опорный генератор (субблок 1-1-1) ГО-4А;

Формирователь-удвоитель (субблок 1-1-2);

Делитель опорной частоты.

Опорный генератор служит для получения высокостабильного (стабильность не хуже ± 1·10 -6) напряжения с частотой 10 МГц.

Высокая стабильность частоты кварцевого генератора достигается термостатированием элементов генератора и стабилизацией напряжения питания.

Синусоидальное напряжение с частотой 10 МГц усиливается усилителем и поступает (рисунок 3.1)

На формирователь, где формирует напряжение прямоугольной формы для запуска делителя опорной частоты;

На удвоитель, где формируется напряжение второго гетеродина f ог = 20 МГц в диапазоне ДМВ.

Удвоитель собран по дифференциальной схеме и включается в работу в поддиапазонах ДМВ по команде «ПРИЗНАК ДМВ» с блока коммутации.

Делитель опорной частоты формирует:

Для ФД напряжение запуска генератора пилы с частотой f ср = 781,25 Гц;

Для СДУ сигнал синхронизации с частотой f ср;

Стробирующие импульсы с частотой 1562,5 Гц для дешифратора СДУ.

ДОЧ представляет собой делитель, обеспечивающий коэффициент деления N = 12800, который обеспечивается последовательным включением делителя на 25 и девяти делителей на 2. ДОЧ формирует сигналы (рисунок 3.2):

- «запуск пилы» для запуска генератора пилы в блоке ФД;

- «синхронизация СДУ» для запуска синхронизатора СДУ;

- «стробирующий импульс» для запуска дешифратора СДУ.

Рисунок 3.1

О.Стариков

Рассмотрев в предыдущей статье базовую схему ФАПЧ и принцип ее функционирования, теперь приступим к рассмотрению базовой схемы классического ФАПЧ синтезатора частоты, которая представлена на рис. 1.

Рисунок 1. Структурная схема однопетлевого ФАПЧ синтезатора частоты

• RD (Reference Divider) - опорный делитель;
• PD (Phase Detector) - фазовый детектор;
• LPF (Low Pass Filter) - фильтр нижних частот;
• VCO (Voltage-Controlled Oscillator) - генератор управляемый напряжением;
• DFFD (Divider with a float factor of division) - делитель с переменным коэффициентом деления;
• PR (Prescaler) - предварительный делитель частоты;
• SC (Swallowing Counter) - поглощающий счетчик;
• Fref - опорная частота;
• Fout - выходная частота;
• R - коэффициент деления опорного делителя;
• fo - опорная частота после деления;
• f1 - частота после деления в DFFD, (частота сравнения);
• NDFFD - коэффициент деления DFFD (целое число без остатка);
• Ksc - коэффициент деления поглощающего счетчика;
• P/P+n - коэффициент деления прескалера (10/11, 20/22, 30/33, 40/44).

Ниже приведены выражения показывающие связь между опорной частотой, коэффициентами деления счетчиков и выходной частотой.

Шаг сетки частот dF на выходе синтезатора можно рассчитать по формуле:

Отсюда опорная частота после деления в опорном делителе должна быть:

Выражение для определения выходной (синтезируемой) частоты будет иметь вид:

Fout = fo P NDFFD + fo n Ksc

Шаг частоты на единицу кода NDFFD расчитывается, как:

Коэффициент деления NDFFD (целое число без остатка) расчитывается по формуле:

NDFFD = Fout / (fo P)

Коэффициент деления поглощающего счетчика (т.е остаток от деления при вычислениии кода NDFFD, деленный на минимальный шаг сетки частот) расчитывается, как:

Ksc = (Fout / (fo P) - NDFFD) / (n fo)

Так, как в качестве делителя PR используется прескалер с коэффициентами P/P+n, то при вычислении шага сетки частот dF можно заметить, что при использовании коэффициентов деления 20/22 и выше, значение шага сетки частот отличается от опорной частоты на значение nfo, а значение шага частоты на единицу кода NDFFD равно: dFDFFD = fo P или dFDFFD = (dF / n) P , т.к. fo = dF / n, но так, как отношение P/n равно 10 (10/1, 20/2, 30/3, 40/4) получается, что: dFDFFD = 10 dF.

Т.е по сути мы имеем кольцевой делитель по модулю 10. С учетом вышесказанного и анализируя выражения (10) - (14) предыдущей статьи данного цикла, получим еще две формулы, которые отображают весь процесс синтезирования для данной базовой схемы.

Изменение коэффициентов деления DFFD происходит, согласно выражению: (NDFFD (P/n)),т.е всякий раз с каждым новым шагом настройки, на единицу изменяется все выражение в скобках, т.к мы имеем дело с кольцевым делителем. По другому можно записать: (NDFFD x 10) + 1.

Рассмотрим теперь компоненты, на основе которых строится ФАПЧ синтезатор. Одним, из важных узлов, является фазовый детектор, который может быть линейным и выполнен как "четырехквадратный умножитель", или цифровым, выполненный на элементе "Исключающее -ИЛИ". Такой детектор работает с аналоговыми сигналами или с сигналами прямоугольной формы со скважностью 50%. Если на вход такого детектора подать прямоугольные импульсы, то зависимость его выходного напряжения от фазовой разности (при использовании фильтра нижних частот) будет иметь вид показанный на рис. 2.

Рисунок 2. Зависимость выходного напряжения от фазовой разности для детектора, выполненного на элементе "Исключающее - ИЛИ"

Детекторы вышеуказанного типа, обладают высокой линейностью и применяются в основном для синхронного детектирования сигналов. Для частотного синтеза сигналов детекторы этого типа мало подходят по причине повышенной остаточной пульсации, даже когда оба сигнала равны по фазе. Это вызывает периодические фазовые изменения, так называемую фазовую модуляцию, и повышенный уровень шума на выходе системы.

Существуют также другой тип детектора, который работает по фронтам прямоугольных импульсов, и обладает чувствительностью только относительно расположения фронтов опорного сигнала и сигнала VCO. Детектор этого типа генерирует выходные импульсы только тогда, когда появляется фазовая разность между опорным сигналом и сигналом VCO. Эти импульсы по ширине равны промежутку времени между соответствующими фронтами двух входных сигналов, и называются как, импульсы "опережения" или "отставания" во время действия которых, схема источника тока либо "отводит", либо "отдает" ток. Во время же отсутствия этих импульсов, выход фазового детектора находится в разомкнутом состоянии. На рис. 3. показана зависимость выходного напряжения от фазовой разности для такого детектора.

Рисунок 3. Зависимость выходного напряжения от фазовой разности для детектора, работающего по фронтам прямоугольных импульсов

Конденсатор фильтра нижних частот является элементом запоминания напряжения, которое поддерживает требуемую частоту настройки VCO. Об этом свойстве "памяти" мы говорили в первой части цикла, когда рассматривали контуры регулирования "первого" и "второго" порядка.

Т.е, при фазовой разности, фазовый детектор данного типа, генерирует последовательность импульсов, которые с выхода источника тока в виде управляющего напряжения соответствующей полярности, заряжают или разряжают конденсатор фильтра до напряжения синхронизма VCO и системы в целом. Поскольку, во время отсутствия импульсов рассогласования выход фазового детектора является разомкнутым (на практике все же возможен эффект дрейфа VCO или холостого хода), то и отсутствуют остаточные пульсации и фазовая модуляция, а соответственно уменьшается суммарный уровень шума системы.

На рис. 4 приведена принципиальная схема детектора, работающего по фронтам прямоугольных импульсов, выполненного на триггерах D - типа.

Рисунок 4. Схема фазового детектора, состоящая из двух триггеров D - типа.

В этом устройстве, D - триггер запускается по положительным фронтам входных прямоугольных импульсов, и имеет следующие выходные состояния:

• 11 - оба выхода имеют высокое состояние, и подключены через схему AND (U3) назад ко входам CLR обоих триггеров.
• 00 - при таком состоянии выходов Q1 и Q2 оба транзистора P1 и N1 закрыты, и выход OUT имеет по существу высокий импенданс, т.е. разомкнутое состояние.
• 10 - при таком состоянии выходов, транзистор P1 открыт, а N1 закрыт и на выходе присутствует положительный потенциал источника питания.
• 01 - в этом случае транзистор P1 закрыт, а N1 открыт и на выходе присутствует отрицательный потенциал источника питания.

Элемент задержки DELAY включенный между выходом элемента U3 и входами CLR триггеров препятствует дрейфу VCO и способствует более четкому вхождению системы в синхронизм.

Так, в момент времени, когда оба сигнала на входах +IN и -IN стремятся стать равными, процесс изменения выходной частоты VCO замедляется, в результате чего на выходе источника тока появляется некоторая ненулевая компонента сигнала, так называемые "ни положительные - ни отрицательные" импульсы тока. Появление таких импульсов вызвало бы существенный дрейф VCO, в результате которого, снова появились бы или положительные или отрицательные импульсы рассогласования, и процесс снова бы повторился. Этот эффект циклической работы, вызвал бы появление на выходе источника тока модулированного сигнала, который являлся бы субгармоникой входной опорной частоты фазового детектора. Такой сигнал привел бы к очень существенным наводкам в выходном спектре VCO. Этот циклической эффект называют еще эффектом холостого хода, или люфта. С элементом задержки, даже когда оба входные сигналы равны по фазе, источником тока все еще будут генерироваться импульсы, которые не дадут VCO дрейфовать, и введут систему в синхронизм.

Кстати, необходимо заметить, что когда рассогласование на входах +IN и -IN существенное, то здесь, наоборот происходит быстрое изменение выходной частоты VCO. Сигнал рассогласования, поэтому является асиметричным и меняется более медленно в той части цикла, где сигналы на входах +IN и -IN стремятся сравняться, и наоборот.

Последние замечания относительно элемента задержки и дрейфа VCO как раз объясняют то, что теоретически, казалось бы при равенстве входных сигналов, выход фазового детектора должен быть разомкнут, а практически возникает несколько другая неприятная ситуация, вызывающая этот самый дрейф. В зарубежной литературе, импульс формируемый элементом задержки DELAY называют антилюфтовым широким импульсом (anti - backlash pulse width).

Типовой расчет фильтра нижних частот и расчет общего коэффициента передачи контура приведен в . Также на сайте www.analog.com представлена программа расчета фильтра нижних частот "Loop Filter Design".

Опорный делитель RD, имеет, как правило, набор фиксированных коэффициентов деления задаваемых программно, которые определяют значение опорной частоты. Значение опорной частоты, находится обычно в диапазоне от нескольких десятков до сотен килогерц. В качестве базового источника опорной частоты используют или кварцевый резонатор на несколько мегагерц (десятков мегагерц), или термостатированный генератор. Необходимо заметить, что стабильность частоты кварцевого резонатора или термостатированного генератора в большой степени (если не в основной), определяет стабильность всей системы в целом, т.к. опорная частота fo, по сути является эталонной. Создание высокостабильных термостатированных источников частоты является достатотчно ответственным делом, и требует отдельного разговора. Делитель с переменным коэффициентом деления DFFD также является программируемым, который задает отношение между входной и выходной частотами. Реализация такого делителя производится на основе счетчиков с разрядностью, определяемой максимальным коэффициентом деления. По сути, изменением коэффициента деления этого делителя мы изменяем значение выходной частоты.

Прескалер PR - это предварительный делитель частоты, который имеет двойной коэффициент деления. Эта структура возникла как решение проблемы, связанной с использованием достаточно высоких частот (от сотен МГц до нескольких ГГц) на выходе VCO.

Если такую частоту непосредственно подавать на вход делителя с переменным коэффициентом деления, то при опорной частоте равной 10 кГц и частоте VCO, скажем 1 ГГц, потребуется коэффициент деления порядка 100000, что в свою очередь потребует применения в качестве делителя с переменным коэффициентом деления по крайней мере 17- разрядного счетчика, который в добавок ко всему должен быть способен работать на данной входной частоте. Чтобы получать на выходе VCO такие достаточно высокие частоты и функционировать в этом диапазоне, перед делителем с переменным коэффициентом деления включают прескалер, который понижает выходную частоту до диапазона, в котором функционирует стандартная КМОП логика. Однако, при использовании двух модульного прескалера типа P/P+n в синтезаторе, выполненном согласно структурной схемы на рис. 1, падает разрешающая способность системы (увеличивается шаг сетки частот), т.к. dF = fo n.

Если бы, в качестве предварительного делителя использовался простой прескалер с коэффициентом деления P, то dF было бы равно fo, а выходная частота опредялалась бы как:

Fout = fo P NDFFD + fo Ksc

На практике отношения значений Fout, fo, NDFFD и P стараются выбирать такими, чтобы значение поглощающего счетчика было равно нулю (тогда его можно в принципе исключить из схемы) и выходная частота для схемы простого прескалера будет определяться, как:

Fout = fo P NDFFD

Структурная схема синтезатора изображенная на рис. 5, позволяет поддерживать выходную разрешающую способность системы, как fo, при использовании двух модульного прескалера, c коэффициентами деления P/P+1.

Рисунок 5. Структурная схема синтезатора частоты на базе двух модульного прескалера с поддержкой разрешающей способности системы

Однако, здесь необходимо учитывать следующее:

1. Выходные сигналы обоих счетчиков находятся в высоком состоянии, если они (счетчики) "не определены", т.е. не подключены, и находятся в режиме ожидания. Подключение счетчиков происходит при определенной выходной частоте прескалера. (Об этом, будет рассказано в следующих статьях цикла, когда будет рассматриваться конкретная компонентная реализация).
2. Когда счетчик B подключен, его выход принимает низкое состояние, и разрешается загрузка обоих счетчиков новыми значениями.
3. Значение, загружаемое в счетчик B, должно быть всегда больше значения загружаемого в счетчик A.

Предположим, что счетчик В только что подключился, и в оба счетчика загружены новые значения А и В. Это позволяет найти количество циклов VCO, необходимых для того, чтобы привести его снова в состояние стабильности. Пока счетчик А не подключен, прескалер делит (уменьшает) частоту на P+1. Так, оба счетчика будут вести счет, уменьшая значения на 1, и каждый раз прескалер будет считать (P+1) циклов VCO. Таким образом, счетчик A будет подключен после ((P+1) x A) циклов VCO. В этот момент прескалер подключается к делителю P. Также, можно сказать, что в это время счетчик B все еще имеет (B - A) циклов перед тем, как переключиться в режим ожидания. Это будет до тех пор, пока получим состояние ((B - A) x P). Система теперь стремится назад к начальному условию, из которого мы ее запустили. Общее количество циклов VCO, необходимых для того, чтобы это случилось.

N = (A x (P +1)) + ((B - A) x P) = AP + A +BP - AP = A +BP

При использовании двух модульного прескалера необходимо учитывать самые низкие и самые высокие значения N. Эти значения должны быть такими, чтобы получить действительный диапазон, позволяющий изменять N с дискретным целым шагом.

Полагают, что выражение N = A + BP, гарантирующее непрерывное разнесение целого числа для N, должно быть в диапазоне от 0 до (P -1). Тогда, каждый раз увеличивая В, имеется достаточно разрешающей способности, чтобы заполнить все значения целого числа между ВР и (В+1) x Р. Как было уже отмечено выше, для функционирования двух модульного прескалера, значение В должно быть больше (или равно) А. Минимальное значение для N, имеющее способность к приращению в дискретных целых шагах, может быть получено как:

Nmin = (Bmin x P) +Amin = ((P - 1)) x P) + 0 = P? - P

а максимальное как:

Nmax = (Bmax x P) +Amax

В этом случае значения Amax и Bmax определяются разрядностью счетчиков A и B.

Следующим, достаточно важным узлом, является генератор управляемый напряжением - VCO. Развитию этой темы можно было бы посвятить не одну публикацию, т.к. это достаточно важное устройство, которое должно обеспечивать высокие характеристики по стабильности частоты, шумовым параметрам, не подвергаться самовозбуждению и генерировать спектрально чистый сигнал во всем частотном диапазоне. Проектирование и конструирование генераторов управляемых напряжением (как в прочем и других узлов ВЧ и СВЧ техники) требует хороших знаний и наличие практического опыта в высокочастотной схемотехнике. К счастью, в настоящее время существуют законченные модули VCO, которые обеспечивают хорошие характеристики для всевозможных применений. Такими примерами могут служить VCO 190-902T компании Vari - L (www.vari-L.com ), MC1648 компании MOTOROLA (motorola.com ), MQE520 - 1800 Murata, а также VCO таких производителей, как, Alps, Mini-Circuits, Z-Comm, Micronetics. Все вышеперечисленные элементы, входящие в состав ФАПЧ синтезаторов частот как правило выполняются в едином конструктивном исполнении (за исключением фильтра нижних частот и VCO) и представляют собой самостоятельный узел выполненный в виде интегральной схемы. Здесь необходимо однако оговориться по поводу отдельной реализации VCO, т.к. уже существуют однокристальные устройства реализующие в себе полный синтезатор с VCO и ряд дополнительных блоков. О таких устройствах для СВЧ применений говорилось уже на страницах журнала CHIP NEWS, в частности в №4 за 2001 год стр. 30 - 31, 48 - 49.

В заключении этой статьи хотелось бы уделить внимание важной для ФАПЧ систем теме - фазовому шуму. Существует так называемая, долгосрочная и краткосрочная стабильность частоты системы ФАПЧ и синтезаторов. Если долгосрочная характеризует стабильность частоты в течении длительного периода времени (часы, дни, недели), то краткосрочная стабильность характеризует изменения происходящие в течении секунд или долей секунд. Эти краткосрочные изменения могут быть случайными или периодическими, и представляют собой спектр со случайными и дискретными частотными составляющими, которые порождают широкие всплески и побочные пики в спектре выходного сигнала. Дискретные побочные составляющие вызваны тактовой частотой опорного источника сигнала, интерференцией линии питания и продуктами преобразования. Расширение, вызванное флуктуацией случайных помех называется фазовым шумом, и может являться следствием теплового, дробового и фликкер шума в активных и пассивных компонентах. К выходному сигналу VCO добавляется сигнал ошибки, значение которой определяется как средне - квадратичное значение фазовой флуктуации (погрешности фазы или колебания) и может быть выражено в пикосекундах или в градусах среднеквадратичного значения. Важно заметить, что полный выходной шум зависит от шума, вносимого каждым элементом схемы, т.е. от шума фазового детектора, источника тока, делителей, VCO, и может быть рассчитан, как шум подаваемый назад на вход фазового детектора. Чтобы определить полный шум на выходе системы, необходимо все составляющие представить в среднеквадратичном значении.

S2 = X2 + Y2 + Z2

где, S2 - полная мощность фазового шума на выходе системы;

X2 - мощность шума опорного делителя и делителей цепи обратной связи, подаваемая на входы фазового детектора;

Y2- мощность шума на выходе источника тока, обусловленная шумами от вышеперечисле - нных делителей и собственно, от шума самого фазового детектора и источника тока;

Z2 - мощность шума, вносимого VCO.

Необходимо вспомнить, что характеристика фильтра нижних частот с частотой среза на уровне 3 dB, обозначает ширину полосы пропускания контура Bw. Для частотных сдвигов на выходе меньше, чем Bw доминируют значения шума X и Y, а для частотных сдвигов намного больше, чем Bw доминируют значения фазового шума Z. Малое значение для Bw наиболее предпочтительно, т.к. позволяет минимизировать общее значение фазового шума, однако, может быть следствием медленного переходного процесса. Поэтому, определение ширины полосы пропускания должно зависеть от переходной характеристики и полной мощности интегрированного фазового шума.

Литература

1. Curtin M., O"Brien P. Phase-Locked Loops for High-Frequency Receivers and Transmitters - Part 2 Analog Dialogue 33 - 5 (1999).
2. Curtin M., O"Brien P. Phase-Locked Loops for High-Frequency Receivers and Transmitters - Part 3 Analog Dialogue 33 - 7 (1999).
3. Horowitz P., Hill W. The Art of Electronics, Second Edition, Cambridge University Press 1989.
4. SGS - THOMSON Microelectronics, Micropower Phase-Locked Loop, 1994.